Меню

В схеме частотно токового эп источник тока фазы

СИСТЕМЫ ЧАСТОТНО-ТОКОВОГО УПРАВЛЕНИЯ

В системах частотно-токового управления двигатель питается от ТП частоты с автономным инвертором тока (АИТ). В таком слу­чае УВ совместно с контуром регулирования тока выпрямителя об­разует источник тока. Управление двигателем производится путем задания тока статора и частоты АИТ. Обе величины, в свою оче­редь, зависят от общего сигнала задания на систему, определя­ющего скорость двигателя. Ток статора связан также с нагрузкой двигателя. Эту связь проще всего выразить через абсолютное скольжение в соответствии с формулой:

Если при регулировании скорости задаваться условием посто­янства потока на уровне требуемого значения, например Ф = Фн = const, то по формуле (3-68) можно рассчитать зависимость I1 = F (S2), реализующую это условие. Зависимость I1 = F (S2) представляет собой нелинейную фун­кцию (рис. 3-19), и для простоты выпол­нения функционального преобразовате­ля в системе управления рационально выполнить ее линейную аппроксимацию. Такая аппроксимация показана в виде штриховой линии на рис. 3-19. Величина I определяет граничный ток стато­ра, равный допустимому току ТП час­тоты и двигателя. Характеристика I1 = F (S2) симметрична относительно оси тока, что подчеркивает общую симметрию асинхронной машины в генераторном и двигательном режимах. Ис­пользуя реальную характеристику I1 = F (S2) функционального преобразователя, можно из уравнений (3-63) и (3-64) рассчитать ре­ализуемые зависимости М = F (S2) и Ф = F (S2).

16.

16. Принцип векторного управления. Ориентация системы

17.Пример построения системы векторного управления в асинхронном электроприводе серии ЭПВ.В основу синтеза системы векторного управления [18] положена матема-тическая модель асинхронного двигателя в системе координат (d,q) , ори-ентированной по вектору потокосцепления ротора (11.1)…(11.5).Функциональная схема системы управления представлена на рис.11.10.Система управления реализована на микропроцессорном контроллере управления двигателем ADMC401 фирмы «АНАЛОГ ДИВАЙС». Информация о векторе потокосцепления ротора (его модуль ( r Ψ ), угло-вое положение относительно фазы А статора ( ψ ϕ ) и мгновенная частота вращения ( ψ ω )) вычисляется в модели роторной цепи по следующим урав- нениям, полученным из (11.3), (11.4):

Структурная схема модели роторной цепи изображена на рис.11.11.Преобразователь координат ABCdq выполняет преобразование фазных токов статора АД из естественной трехфазной системы координат (А,В,С) в ортогональную синхронную систему координат (d,q) по уравнениям

Преобразователь напряжений реализует функции ограничения максимального значения заданного напряжения, обратного преобразования координат и компенсации запаздывания, вносимого системой управления. Алгоритм работы ограничителя напряжения организован таким образом, чтобы во всех режимах работы привода величина заданного выходного напряжения инвертора не превышала его максимального значения с учетом фактического значения входного напряжения инвертора ( d U ) и ограничений, связанных с неидеальностью силовых ключей. Что соответствует стандартному переходному процессу с перерегулированием 4,3 % и временем регулирования 3 корень из 2 Ткт

18. Синтез системы управления бесконтактным двигателем постоянного тока. Контроль положения ротора.рис.1 Упрощенная принципиальная схема бесконтактного двигателя

В положении, показанном на рис. 1, сигнальный элемент через чувствительный элемент «А» открывает транзистор ТА. По обмотке фазы А протекает ток IА. Намагничивающая сила обмотки FА взаимодействует с потоком постоянного магнита ротора. Возникает электромагнитный вращающий момент, и двигатель приводится во вращение (1-й такт на рис. 2). Вместе с ротором поворачивается и СЭ ДПР. При повороте ротора на угол чуть больший 30° СЭ будет воздействовать сразу на два ЧЭ: на «А» и на «В». Это значит, что будут открыты сразу два транзистора: ТА и ТВ. Ток будет протекать по двум фазам А и В. Появится результирующая МДС статора FАВ, которая повернется на 60° по сравнению с первым положением (2-й такт на рис. 2).

Рис. 2. Первых три такта в работе бесконтактного двигателя постоянного тока

Эта МДС продолжает взаимодействовать с полем постоянного магнита; двигатель продолжает развивать вращающий момент.

Когда угол поворота станет чуть больше 90°, транзистор ТА закроется, ток будет проходить только по обмотке В. Поле ротора будет взаимодействовать только с МДС этой обмотки, однако вращающий момент по прежнему будет воздействовать на ротор двигателя и вращать его в том же направлении (3-й такт на рис. 2). В конечном итоге двигатель достигнет частоты вращения, при которой его электромагнитный момент будет уравновешиваться моментом сопротивления нагрузки.

Рис. 4. Механические характеристики бесконтактного электродвигателя
постоянного тока: 1 – при Тэ=1, 2 – при Тэ=0,5, 3 – при Тэ=0,25
Штриховыми линиями на рис. 4 показана граница устойчивости при Тэ=1. Современные вентильные электродвигатели имеют большую перегрузочную способность (Мпн ≥ 5-10), что объясняется использованием редкоземельных постоянных магнитов. При этом нелинейность механических характеристик не превышает 10%. В большинстве случаев можно считать, что механические характеристики бесконтактного вентильного электродвигателя, работающего в двигательном режиме, совпадают с ха­рактеристиками двигателя постоянного тока.

19.Синтез системы векторного управления синхронным двигателем с постоянными магнитами. Особенности реализации обратной связи по скорости.Синтез системы управление выполним на основе динамической модели СДПМ в системе координат (d,q) , ориентированной по магнитной оси ротора.

Нулевое задание тока по оси d обеспечивает минимизацию тока статора при заданной величине момента нагрузки. В этом случае ток статора во всех режимах работы привода направлен перпендикулярно магнитной оси ротора (по оси q) в соответствии с векторной диаграммой двигателя на рис 3.4.

Рис 3.4. Векторная диаграмма СПДМ.

Преобразователь координат dq →ABC выполняет преобразование фазных токов статора из естественной трехфазной системы координат (А,В,С) в ортогональную синхронную систему координат (d,q) по уравнениям:

где – угловое положение ротора (электрическое), полученное с датчика положения.

Синтез регуляторов осуществим на основе принципов подчиненного регулирования с использованием метода компенсации нелинейных связей.

Выполним синтез регулятора тока по оси d.

Структурная схема контура тока по оси d:

где

Коэффициент обратной связи в контуре тока по оси d определим по формуле:

Выполним настройку контура тока на модульный оптимум с малой некомпенсируемой постоянной времени, в результате получим:

Синтез контура тока по оси d выполняем аналогично, с той лишь разницей что сигналом его задания будет нулевое значение тока по оси d.

Общие условия выбора системы дренажа: Система дренажа выбирается в зависимости от характера защищаемого.

Механическое удерживание земляных масс: Механическое удерживание земляных масс на склоне обеспечивают контрфорсными сооружениями различных конструкций.

Папиллярные узоры пальцев рук — маркер спортивных способностей: дерматоглифические признаки формируются на 3-5 месяце беременности, не изменяются в течение жизни.

Организация стока поверхностных вод: Наибольшее количество влаги на земном шаре испаряется с поверхности морей и океанов (88‰).

Источник

Частотный преобразователь

  • Методы управления
  • Методы модуляции
  • Топология силовой части электрических преобразователей
    • Инверторы напряжения
    • Инверторы тока
    • Прямые преобразователи

Согласно ГОСТ 23414-84 полупроводниковый преобразователь частоты — полупроводниковый преобразователь переменного тока, осуществляющий преобразование переменного тока одной частоты в переменный ток другой частоты

Частотный преобразователь — это устройство, используемое для того чтобы обеспечить непрерывное управление процессом. Обычно частотный преобразователь способен управлять скоростью и моментом асинхронных и/или синхронных двигателей.

Частотный преобразовател небольшой мощности

Высоковольтный преобразователь

Преобразователи частоты находят все более широкое применение в различных приложениях промышленности и транспорта. Благодаря развитию силовых полупроводниковых элементов, инверторы напряжения и инверторы тока с ШИМ управлением получают все более широкое распространение. Устройства, которые преобразуют постоянный сигнал в переменный, с желаемым напряжением и частотой, называются инверторами. Такое преобразование может быть осуществлено с помощью электронных ключей (BJT, MOSFET, IGBT, MCT, SIT, GTO) и тиристоров в зависимости от задачи.

На данный момент основная часть всей производимой электрической энергии в мире используется для работы электрических двигателей. Преобразование электрической мощности в механическую мощность осуществляется с помощью электродвигателей мощностью от меньше ватта до нескольких десятков мегаватт.

    Современные электроприводы должны отвечать различным требованиям таким как:
  • максимальный КПД;
  • широкий диапазон плавной установки скорости вращения, момента, ускорения, угла и линейного положения;
  • быстрое удаление ошибок при изменении управляющих сигналов и/или помех;
  • максимальное использование мощности двигателя во время сниженного напряжения или тока;
  • надежность, интуитивное управление.
Читайте также:  Что такое источник тока какие виды источников бывают

Конструкция частотного преобразователя

Основными элементами частотного преобразователя являются силовая часть (преобразователь электрической энергии) и управляющее устройство (контроллер). Современные частотные преобразователи обычно имеют модульную архитектуру, что позволяет расширять возможности устройства. Также зачастую имеется возможность установки дополнительных интерфейсных модулей и модулей расширения каналов ввода/вывода.

Функциональная схема частотного преобразователя Обозначения блоков на функциональной схеме ЧП

Методы управления

Инвертор напряжения

Инвертор напряжения наиболее распространен среди силовых преобразователей.

Двухуровневый инвертор напряжения

Двухуровневый инвертор напряжения (two-level voltage-source inverter) – наиболее широко применяемая топология преобразователя энергии. Он состоит из конденсатора и двух силовых полупроводниковых ключей на фазу. Управляющий сигнал для верхнего и нижнего силовых ключей связан и генерирует только два возможных состояния выходного напряжения (нагрузка соединяется с положительной или отрицательной шиной источника постоянного напряжения).

Схема двухуровневого инвертора напряжения

Осциллограмма двухуровневого инвертора напряжения

Используя методы модуляции для генерирования управляющих импульсов возможно синтезировать выходное напряжение с желаемыми параметрами (формой, частотой, амплитудой). Из-за содержания высоких гармоник в выходном сигнале для генерирования синусоидальных токов выходной сигнал необходимо фильтровать, но так как данные преобразователи обычно имеют индуктивную нагрузку (электродвигатели) дополнительные фильтры используются только при необходимости.

Максимальное выходное напряжение определяется значением постоянного напряжения звена постоянного тока. Для эффективного управления мощной нагрузкой требуется высокое постоянное напряжение звена постоянного тока, но на практике это напряжение ограничено максимальным рабочим напряжением полупроводников. Для примера низковольтные IGBT транзисторы обеспечивают выходное напряжение до 690 В. Для того чтобы обойти данное ограничение по напряжению в последние десятилетия были разработаны схемы многоуровневых преобразователей. Данные преобразователи сложнее, чем двухуровневые в плане топологии, модуляции и управления, но при этом имеют лучшие показатели по мощности, надежности, габаритам, производительности и эффективности.

Трехуровневый преобразователь с фиксированной нейтральной точкой

В трехуровневом преобразователе с фиксированной нейтральной точкой (three-level neutral point clamped converter) постоянное напряжение делится поровну посредством двух конденсаторов, поэтому фаза может быть подключена к линии положительного напряжения (посредством включения двух верхних ключей), к средней точке (посредством включения двух центральных ключей) или к линии отрицательного напряжения (посредством включения двух нижних ключей). Каждому ключу в данном случае требуется блокировать только половину напряжения звена постоянного тока, тем самым позволяя увеличить мощность устройства, используя те же самые полупроводниковые ключи, как и в обычном двухуровневом преобразователе. В данном преобразователе обычно используются высоковольтные IGBT транзисторы и IGCT тиристоры.

Схема трехуровневого преобразователя с фиксированной нейтральной точкой

    Недостатками данных преобразователей являются:
  • Дисбаланс конденсаторов, создающий асимметрию в преобразователе. Данную проблему предлагается решать путем изменения метода модуляции.
  • Неравное распределение потерь из-за того, что потери на переключение внешних и центральных ключей отличаются в зависимости от режима работы. Данная проблема не может быть решена с использованием обычной схемы, поэтому была предложена измененная топология – активный преобразователь со связанной нейтральной точкой (active NPC). В этой схеме диоды заменены управляемыми ключами. Таким образом, выбирая соответствующую комбинацию ключей, возможно уменьшить и равномерно распределить потери.

Фазное напряжение трехуровневого преобразователя с фиксированной нейтральной точкой

Преобразователь с фиксированной нейтральной точкой может масштабироваться для достижения больше чем трех уровней выходного сигнала путем деления напряжения звена постоянного тока более чем на два значения посредством конденсаторов. Каждое из этих деленных напряжений может быть подключено к нагрузке с использованием расширенного набора ключей и ограничительных диодов. Вместе с увеличением мощности преимуществами многоуровневого преобразователя является лучшее качество электроэнергии, меньшее значение скорости нарастания напряжения (dv/dt) и связанных электромагнитных помех. Однако, когда преобразователь со связанной нейтральной точкой имеет более трех уровней, появляются другие проблемы. С точки зрения схемотехники в таком случае ограничительные диоды требуют более высокое максимальное рабочее напряжение чем основные ключи, что требует использования различных технологий или нескольких ограничительных диодов соединенных последовательно. В дополнение становится критическим неравномерное использование силовых элементов в схеме. В итоге из-за увеличения количества элементов снижается надежность. Приведенные недостатки ограничивают использование преобразователей с фиксированной нейтральной точкой с более чем тремя уровнями в промышленных приложениях.

Многоуровневые преобразователи

Каскадные преобразователи основанные на модульных силовых ячейках со схемой H-мост (cascaded H-bridge — CHB) и преобразователи с плавающими конденсаторами (flying capacitor converter) были предложены для обеспечения большего количества уровней выходного напряжения в сравнении с преобразователями с фиксированной нейтральной точкой.

Каскадный Н-мостовой преобразователь

Каскадный преобразователь — высоко модульный преобразователь, состоящий из нескольких однофазных инверторов, обычно называемыми силовыми ячейками, соединенными последовательно для формирования фазы. Каждая силовая ячейка выполнена на стандартных низковольтных компонентах, что обеспечивает их легкую и дешевую замену в случае выхода из строя.

Схема каскадного преобразователя

Основным преимуществом данного преобразователя является использование только низковольтных компонентов, при этом он дает возможность управлять мощной нагрузкой среднего диапазона напряжения. Несмотря на то что частота коммутации в каждой ячейке низкая, эквивалентная частота коммутации приложенная к нагрузке – высокая, что уменьшает потери на переключение ключей, дает низкую скорость нарастания напряжения (dv/dt) и помогает избежать резонансов.

Фазное напряжение каскадного преобразователя

Преобразователь с плавающими конденсаторами

Выходное напряжение преобразователя с плавающими конденсаторами получается путем прямого соединения выхода фазы с положительной, отрицательной шиной или подключением через конденсаторы. Количество уровней выходных напряжений зависит от количества навесных конденсаторов и отношения между различными напряжениями.

Схема преобразователя с плавающими конденсаторами

Этот преобразователь, как и в случае каскадного преобразователя, также имеет модульную топологию, где каждая ячейка состоит из конденсатора и двух связанных ключей. Однако, в отличие от каскадного преобразователя добавление дополнительных силовых ключей к конденсаторному преобразователю не увеличивает номинальную мощность преобразователя, а только уменьшает скорость нарастания напряжения (dv/dt), улучшая коэффициент гармоник выходного сигнала. Как и у каскадного преобразователя, модульность уменьшает стоимость замены элементов, облегчает поддержку и позволяет реализовать отказоустойчивую работу.

Фазное напряжение преобразователя с плавающими конденсаторами

Конденсаторный преобразователь требует только один источник постоянного тока для питания всех ячеек и фаз. Поэтому, можно обойтись без входного трансформатора, а количество ячеек может быть произвольно увеличено в зависимости от требуемой выходной мощности. Подобно преобразователю с фиксированной нейтральной точкой, этому преобразователю требуется специальный алгоритм управления для регулирования напряжения на конденсаторах.

Инвертор тока

Для работы инвертору тока всегда требуется управляемый выпрямитель, чтобы обеспечить постоянный ток в звене постоянного тока. В стандартной топологии обычно используются тиристорные выпрямители. Чтобы уменьшить помехи в нагрузке, в звене постоянного тока используется расщепленная индуктивность. Инвертор тока имеет схему силовых ключей наподобие инвертора напряжения, но в качестве силовых ключей используются тиристоры с интегрированным управлением (IGCT). Выходной ток имеет форму ШИМ и не может быть напрямую приложен к индуктивной нагрузке (электродвигателю), поэтому инвертор тока обязательно включает выходной емкостной фильтр, который сглаживает ток и выдает гладкое напряжение на нагрузку. Этот преобразователь может быть реализован для работы на средних напряжениях и более того он по природе имеет возможность рекуперации энергии.

Схема инвертора тока с выпрямителем

Прямые преобразователи

Прямые преобразователи передают энергию прямо от входа к выходу без использования элементов накопления энергии. Основным преимуществом таких преобразователей является меньшие габариты. Недостатком – необходимость более сложной схемы управления.

Циклоконвертер относится к категории прямых преобразователей. Данный преобразователь широко использовался в приложениях требующих высокую мощность. Этот конвертер состоит из двойных тиристорных преобразователей на фазу, который может генерировать изменяемое постоянное напряжение, контролируемое таким образом, чтобы следовать опорному синусоидальному сигналу. Вход каждого преобразователя питается от фозосмещающего трансформатора, где устраняются гармоники входного тока низкого порядка. Выходное напряжение является результатом комбинации сегментов входного напряжения в котором основная гармоника следует за опорным сигналом. По своей природе данный преобразователь хорошо подходит для управления низкочастотными мощными нагрузками.

Схема циклоконвертера

Матричный преобразователь в его прямой и непрямой версии также принадлежит к категории прямых преобразователей. Основной принцип работы прямого матричного преобразователя (direct matrix converter) — возможность соединения выходной фазы к любому из входных напряжений. Преобразователь состоит из девяти двунаправленных ключей, которые могут соединить любую входную фазу с любой выходной фазой, позволяя току течь в обоих направлениях. Для улучшения входного тока требуется индуктивно-емкостной фильтр второго порядка. Выход напрямую соединяется с индуктивной нагрузкой. Не все доступные комбинации ключей возможны, они ограничены только 27 правильными состояниями коммутации. Как говорилось ранее, основное преимущество матричных преобразователей — меньшие габариты, что важно для автомобильных и авиационных приложений.

Схема прямого матричного преобразователя

Непрямой матричный преобразователь (indirect matrix converter) состоит из двунаправленного трехфазного выпрямителя, виртуального звена постоянного тока и трехфазного инвертора. Количество силовых полупроводников такое же как у прямых матричных преобразователей (если двунаправленный ключ рассматривается как два однонаправленных ключа), но количество возможных состояний включения отличается. Используя ту же самую конфигурацию непрямого матричного преобразователя, возможно упростить его топологию и уменьшить количество элементов ограничив его работу от положительного напряжения в виртуальном звене постоянного тока. Уменьшенная топология называется разреженный матричный преобразователь (sparse matrix converter).

Источник

ЧАСТОТНО-ТОКОВЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД И СПОСОБ КОММУТАЦИИ ВЕНТИЛЕЙ В ЕГО СХЕМЕ Российский патент 2015 года по МПК H02M5/453

Описание патента на изобретение RU2548679C2

Изобретение относится к преобразовательной технике, получающей применение в частотно-регулируемом электроприводе.

Происходящее обновление элементной базы расширяет области применения автономных инверторов (АИ) на запираемых (двухоперационных) тиристорах и транзисторных IGBT и MOSFET-модулях. В системах частотно-токового электропривода с асинхронными двигателями (АД) эта тенденция ставит задачей разработку двухзвенного преобразователя частоты (ПЧ), в котором функции источника тока, вместо традиционного варианта АИТ на однооперационных тиристорах в комплекте с коммутирующими конденсаторами и отсекающими диодами выполняет АИ, выполненный на запираемых вентилях, например, IGBT. Ближайший аналог двухзвенного преобразователя частоты выполнен в виде последовательного соединения первого звена — управляемого выпрямителя, получающего питание от 3-фазной сети и второго звена в виде автономного инвертора, выполненного по 3-фазной мостовой схеме на запираемых вентилях с односторонней проводимостью тока, входами присоединенного к выходным полюсам управляемого выпрямителя, а выходами — к нагрузке в виде статорных обмоток двигателя переменного тока, при наличии демпфирующего устройства, имеющего в своем составе 3-фазный мостовой неуправляемый выпрямитель на диодах, входами присоединенный к статорным обмоткам двигателя и подключенным на выходе полярным конденсатором фильтра, который в предлагаемом решении назван демпфирующим конденсатором (см. Соколовский Г.Г. Электроприводы переменного тока с частотным регулированием. — М.: Изд. «Академия», 2006 г., стр.101, рис.4.11).

Известный способ коммутации вентилей в схемах указанного типа обеспечивает перевод тока нагрузки из одной статорной обмотки электродвигателя переменного тока в другую в результате поочередного включения силовых вентилей в мостовой схеме автономного инвертора в заданные управляющими импульсами промежутки времени длительностью 2π/3 и ограничения возникающих при запирании вентилей коммутационных перенапряжений с помощью полярного конденсатора фильтра.

Существующие варианты исполнения частотно-токовых электроприводов на запираемых вентилях основываются на придании АИН свойств источника тока. Как правило это достигается применением отрицательных обратных связей по выходным токам инвертора, что ведет к усложнению системы электропривода и уменьшению запаса устойчивости. Одним из главных предназначений преобразователя в системах частотно-токового управления служит задание фазы токов статора относительно потокосцеплений ротора АД. Предпочтительным решением данной задачи может оказаться перевод АИН в режим параметрического источника тока, повторяющего известное свойство АИТ задавать фазу выходных токов изменением угла управления вентилей. Практическое решение данной задачи на запираемых вентилях сопряжено с необходимостью плавного проведения коммутаций фазных токов при ограниченном уровне перенапряжений в заданные управляющими импульсами промежутки времени.

Предлагаемая схема предусматривает применение в этих целях специального демпфирующего устройства, в состав которого кроме указанного демпфирующего конденсатора и неуправляемого выпрямителя на диодах введены два коммутирующих транзистора, каждый из которых соединяет в проводящем направлении один из полюсов неуправляемого выпрямителя с одним из входов автономного инвертора. Предлагаемый способ коммутации вентилей в этой схеме реализуется в два этапа, из которых первый начинается подключением заряженного во время предыдущей коммутации демпфирующего конденсатора с помощью коммутирующих транзисторов ко входам автономного инвертора. Результатом служит кратковременное уведение тока нагрузки из цепи работающих силовых вентилей инвертора в цепь частично разряжающегося демпфирующего конденсатора. Второй этап коммутации начинается с запирания коммутирующих транзисторов и обесточенного на первом этапе силового вентиля выходящей из работы статорной обмотки, что приводит к повторному заряду демпфирующего конденсатора под воздействием уменьшающегося до нуля тока этой обмотки с одновременным плавным вытеснением тока нагрузки под воздействием заряжающегося конденсатора в цепь очередного силового вентиля вступающей в работу обмотки статора.

Получаемый от применения данного решения технический результат состоит: 1) в упрощении системы частотно-токового управления электроприводом выполнением инвертора тока на запираемых вентилях. Это выражается в замене традиционных элементов коммутации тиристоров в схеме АИТ в виде нескольких неполярных конденсаторов и отсекающих диодов общим для всех вентилей демпфирующим устройством на основе полярного демпфирующего конденсатора с меньшими массогабаритными и стоимостными показателями и двух коммутирующих транзисторов, имеющих, в связи с кратковременностью действия, меньшую по сравнению с силовыми вентилями установленную мощность; 2) в плавном проведении коммутаций фазных токов инвертора, что необходимо для ограничения коммутационных перенапряжений, сопровождающих запирание силовых вентилей на приемлемом достаточно низком уровне; 3) в устранении накапливания заряда на обкладках полярного конденсатора фильтра без необходимости рассеивания избыточной энергии коммутации в разрядном резисторе. Этот эффект объясняется чередованием заряда и разряда этого конденсатора на каждом интервале коммутации, приводящим к двухстороннему обмену энергией между указанным конденсатором и индуктивными элементами контура коммутации.

На фиг.1 изображена предлагаемая схема частотно-токового электропривода, работу которой поясняют полученные компьютерным моделированием осциллограммы на фиг.2. Для сравнения на фиг. 3, а, б приведены осциллограммы напряжений и токов на выходе других известных преобразователей частоты.

Предлагаемый частотно-токовый электропривод фиг.1 содержит последовательно соединенные первое звено в виде управляемого выпрямителя 1, получающего питание от 3-фазной сети, и присоединенное к его полюсам посредством сглаживающего дросселя 2 второе звено в виде автономного инвертора 3, выполненного по 3-фазной мостовой схеме на транзисторных ключах (v1, v2, … v6) с односторонней проводимостью тока, выходами подключенный к статорным обмоткам 3-фазного двигателя переменного тока 4. В параллель к статорным обмоткам подключено так же демпфирующее устройство, имеющее в своем составе неуправляемый мостовой выпрямитель на диодах 5 с подключенным на выходе полярным демпфирующим конденсатором 6. Присоединение полюсов неуправляемого выпрямителя ко входам автономного инвертора осуществляется в проводящем направлении с помощью коммутирующих транзисторов 7 и 8.

Из схемы на фиг.1 следует, что решение поставленной задачи потребовало перемещения традиционных для АИН элементов в виде обратных диодов и полярного конденсатора Сф из звена постоянного тока в параллельно подключенное к статорным обмоткам транзисторно-конденсаторное демпфирующее устройство. Указанное изменение конфигурации двухзвенного ПЧ не приводит к прерыванию реактивных токов в обмотках двигателя, а потому, с точки зрения защиты от коммутационных перенапряжений, является адекватной мерой. Введение в схему дополнительных коммутирующих транзисторов v7, v8 делает возможным проведение каждой коммутации в схеме инвертора в два этапа. Полученные компьютерным моделированием осциллограммы фиг.2 иллюстрируют пуск инвертора (v1, v2, … v6) при нулевых начальных значениях напряжения и тока конденсатора 6 на активно-индуктивную нагрузку при длительности проводящего состояния каждого ключа λ=2π/3. Видно, что появившееся превышение напряжения конденсатора над амплитудой сетевого напряжения приводит к тому, что диоды выпрямительного моста 5 на межкоммутационных интервалах оказываются запертыми, в связи с чем уровень напряжения конденсатора Uсф после окончания переходного процесса пуска сохраняется постоянным. Устранение известного эффекта накапливания заряда на обкладках полярного конденсатора в схеме с диодами происходит благодаря чередованию частичного разряда и заряда на каждом интервале коммутации. Для этого проведение каждой коммутации с помощью демпфирующего конденсатора 6 осуществляется в два этапа. Замыкание ключей v7, v8 на первом этапе приводит к согласному подключению конденсатора в параллель к находящимся в работе двум статорным обмоткам двигателя. При постоянстве тока нагрузки Id=const это приведет к уведению тока выходящей из работы фазы (ia) в цепь конденсатора по цепи с транзисторами v7, v8, что будет сопровождаться частичным разрядом последнего и уменьшением тока, выходящего из работы силового ключа v1. Последующее выключение v7, v8, v1 при уменьшенной (примерно вдвое) величине тока силового вентиля v1 способствует уменьшению коммутационных потерь мощности и повышению перегрузочной способности инвертора. Как видно из диаграмм фиг.2, коммутация завершается повторным зарядом конденсатора под воздействием снижающегося до нуля тока выходящей из работы фазы a (ia→0). Так же, как это происходит в классической схеме АИТ с отсекающими диодами, встречное напряжение конденсатора на втором этапе способствует плавному вытеснению тока нагрузки Id в цепь вступающей в работу фазы б с очередным ключом v3 (ib→Id). Можно видеть, что результатом служит плавный принудительный перевод тока нагрузки из одной статорной обмотки в другую без необходимости рассеивания избыточной энергии коммутации в разрядном сопротивлении. В соответствии с представленным на фиг.2 алгоритмом подачи управляющих импульсов, коммутации тока в других статорных обмотках двигателя происходят аналогично. Для сравнения на фиг.3 представлены диаграммы фазных напряжений и токов в известных схемах АИН (фиг.3, а) и АИТ с отсекающими диодами (фиг.3, б). Видно, что в отличие от предложенного варианта фиг.1, применение АИН не удовлетворяет требованиям частотно-токовых систем, так как не устраняет фазового угла нагрузки. В то время, как применение АИТ на однооперационных тиристорах во многих случаях считается более затратным и морально устаревшим.

Похожие патенты RU2548679C2

Иллюстрации к изобретению RU 2 548 679 C2

Реферат патента 2015 года ЧАСТОТНО-ТОКОВЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД И СПОСОБ КОММУТАЦИИ ВЕНТИЛЕЙ В ЕГО СХЕМЕ

Устройство может быть использовано в системах частотно-токового электропривода в качестве управляемого источника тока, обладающего свойством задавать фазу тока статорных обмоток двигателя изменением угла управления вентилями. Предлагаемая схема выполняется на силовых транзисторных ключах с односторонней проводимостью с подключенным параллельно статорным обмоткам двигателя демпфирующим устройством. Основу устройства составляет полярный конденсатор, участвующий с помощью двух коммутирующих транзисторов в двухэтапном проведении коммутаций фазных токов. Способ коммутации вентилей осуществляют в два этапа, из которых первый начинают подключением с помощью коммутирующих транзисторов демпфирующего конденсатора в параллель к цепи, содержащей силовой транзистор выходящей из работы фазной обмотки асинхронного двигателя, а второй этап продолжают с момента выключения коммутирующих и указанного силового транзисторов, в результате чего получают технический результат — плавное изменение статорных токов при ограниченном уровне коммутационных перенапряжений без необходимости рассеивания избыточной энергии коммутации в разрядном резисторе. 2 н.п. ф-лы, 3 ил.

Формула изобретения RU 2 548 679 C2

1. Частотно-токовый электропривод на основе двухзвенного преобразователя частоты, первым звеном которого служит подключенный к питающей сети управляемый выпрямитель, а вторым звеном — присоединенный своими двумя входами посредством сглаживающего дросселя к полюсам управляемого выпрямителя автономный инвертор тока, причем последний выполнен по 3-фазной мостовой схеме на силовых запираемых вентилях с односторонней проводимостью тока, к зажимам переменного тока которого в параллель подключены статорные обмотки электродвигателя переменного тока и входные зажимы неуправляемого мостового выпрямителя, между полюсами которого включен полярный демпфирующий конденсатор, отличающийся тем, что каждый из полюсов неуправляемого выпрямителя соединен с одним из входов автономного инвертора тока посредством включенного в проводящем направлении коммутирующего транзистора.

2. Способ коммутации вентилей в схеме частотно-токового электропривода, обеспечивающий перевод тока нагрузки из одной статорной обмотки электродвигателя в другую в результате поочередного включения силовых вентилей в мостовой схеме автономного инвертора тока в заданные управляющими импульсами промежутки времени длительностью 2π/3 и ограничения возникающих при этом коммутационных перенапряжений с помощью полярного демпфирующего конденсатора, отличающийся тем, что указанный перевод тока осуществляют в два этапа, из которых первый начинается подключением заряженного во время предыдущей коммутации демпфирующего конденсатора с помощью коммутирующих транзисторов ко входам автономного инвертора тока, приводящим к уведению тока нагрузки из цепи работающих силовых вентилей инвертора в цепь частично разряжающегося демпфирующего конденсатора с последующим на втором этапе запиранием коммутирующих транзисторов и частично обесточенного силового вентиля выходящей из работы статорной обмотки, приводящим к повторному заряду демпфирующего конденсатора под воздействием уменьшающегося до нуля тока этой обмотки с одновременным плавным вытеснением тока нагрузки под воздействием заряжающегося демпфирующего конденсатора в цепь очередного силового вентиля со вступающей в работу статорной обмоткой электродвигателя.

Источник



Принципы построения систем частотного управления. Законы частотного управления. Абсолютное скольжение. Схема замещения асинхронного двигателя при частотном управлении , страница 7

Необходимость включения делителя в канал регулирования скорости следует из того, что формула для вычисления электромагнитного момента входит в состав модели объекта управления и при синтезе регулятора скорости в соответствии с методикой синтеза систем подчиненного регулирования потокосцепление входит в состав знаменателя передаточной функции PC. При однозонном регулировании скорости делитель не используется. В системах двухзонного регулирования увеличение скорости происходит при снижении задания на потокосцепление ротора. В этом случае делитель необходим.

В тех случаях, когда влияние внутренних обратных связей на динамику электропривода существенно, используют компенсирующие связи, подаваемые на входы регуляторов.

Построение систем согласно рассмотренным вариантам обеспечивает выполнение условия в установившихся режимах в первой зоне регулирования и регулирование потокосцепления во второй зоне в соответствии с заданным законом его изменения.

Рис. 3.14. Функциональная схема

системы векторного управления

При однозонном регулировании могут применяться системы, обеспечивающие поддержание заданного тока намагничивания (рис. 3.15). Такая система обеспечивает выполнение условия (3.6).

В системах векторного управления обычно реализуется режим предварительного возбуждения, аналогичный режиму возбуждения двигателя постоянного тока с независимым возбуждением. Для этого подают соответствующий сигнал на вход системы регулирования потокосцепления при нулевом сигнале на входе регулятора скорости. Сигнал задания на скорость подается после достижения установившегося значения потокосцепления ротора.

Рис. 3.15. Структурная схема электропривода,

обеспечивающего поддержание

В этом случае устраняются низкочастотные колебания в контуре скорости, связанные с переходным процессом по потокосцеплению.

3.5. Системы частотно-токового управления

Системами частотно-токового управления называются системы, в которых в качестве управляющих сигналов используются не напряжение и частота , а ток статора и частота.

Подобные системы могут быть построены как с использованием инверторов тока, ток и инверторов напряжения.

При питании двигателя от автономного инвертора тока справедлива схема замещения, приведенная на рис. 3.16, а.

В соответствии с векторной диаграммой (рис. 3.16, б)

.

Рис. 3.16. Схема замещения асинхронного двигателя (а)

и векторная диаграмма (б)

,

, то

.

Рис. 3.17. Функциональная зависимость

Следовательно, в системах асинхронного электропривода с частотно-токовым управлением при питании двигателя от инвертора тока необходимо функционально связать ток статора с величиной абсолютного скольжения в соответствии с полученным выражением. Графически зависимость представлена на рис. 3.17. Здесь – значение тока намагничивания в режиме холостого хода.

Функциональные схемы некоторых вариантов электропривода с частотно-токовым управлением, построенных с использованием инверторов тока, приведены на рис. 3.18 и рис. 3.19. Здесь ФП – функциональный преобразователь. Регуляторы тока настраиваются на модульный оптимум:

Здесь R1, T1 – сопротивление и постоянная времени статора, kт – коэффициент обратной связи по току.

При питания асинхронного двигателя от источника тока структурная схема системы регулирования, представленной на рис. 3.19, соответствует рис. 3.10. Следовательно, регулятор скорости рассчитывается аналогично.

Рис. 3.18. Функциональная схема электропривода

При использовании автономного инвертора напряжения частотно-токовое управление реализуется при переводе инвертора напряжения в режим источника тока. С этой целью создаются быстродействующие контуры регулирования фазных токов на основе регуляторов тока, имеющих характеристику типа «идеальное реле с гистерезисом». Функциональная схема контуров регулирования тока приведена на рис. 3.20. Здесь ФИУ – формирователи импульсов управления, – высокочастотное опорное напряжение.

Источник