Меню

Усилитель прямоугольных импульсов по току

Усилители сигналов на транзисторах (для МК)

Сигналы, поступающие от датчиков, как правило, имеют малую амплитуду, недостаточную для непосредственной обработки в МК. Требуются входные усилители напряжения. Простейшие из них строятся на маломощных транзисторах общего применения. Их конкретные названия и частотные свойства особой роли не играют. Это связано с тем, что параметры современных кремниевых транзисторов примерно одинаковы у разных фирм-изготовителей, а быстродействие — на порядок-два выше, чем может обработать МК.

На Рис. показаны схемы входных транзисторных усилителей. При большом уровне сигналов они превращаются в формирователи прямоугольных импульсов с высокой крутизной фронтов.

Усилители сигналов на транзисторах (для МК)

Усилители сигналов на транзисторах (для МК)

а) диоды VDI, VD2ограничивают входной сигнал по амплитуде. Цепочки RI,CI и R3, L1 служат для коррекции фронтов сигнала. Чувствительность 200 мВ, максимальная входная частота 10. 30 МГц. Чтобы понизить частоту сигнала, вместо резистора R4ставят цифровой делитель;

б) резистором R1 плавно регулируется чувствительность. Допустимая частота до 1 МГц;

Усилители сигналов на транзисторах (для МК)

в) входной сигнал £/вх проходит через два противофазных канала на две линии МК;

Усилители сигналов на транзисторах (для МК)

Рис. 3.18. Схемы входных транзисторных усилителей (продолжение):

г) широкополосный усилитель с диапазоном частот 30 Гц. 100 МГц. Входное сопротивление не менее 1 МОм на частоте 1 кГц, чувствительность 75 мВ;

д) усилитель напряжения С.Чекчеева. Особенности: высокая линейность и низкий уровень гармоник. Коэффициент усиления определяется числом последовательно включённых диодов, в данном случае Ку = 4;

е) широкополосный усилитель-ограничитель. Чувствительность 50 мВ, диапазон частот до 40 МГц. Для ВЧ-сигналов (более 1. 5 МГц) на входе МК надо ставить цифровой делитель;

ж) аналогично Рис. 3.18, д, но коэффициент усиления определяется числом последовательно включённых транзисторов, в данном случае Ку = 3;

з) элементы RI, R2, С1. СЗ корректируют АЧХ в области низких и высоких частот. Резистором R3 выбирается оптимальная рабочая точка транзистора VT1. Диод VD1 — защитный;

Усилители сигналов на транзисторах (для МК)

Усилители сигналов на транзисторах (для МК)

Рис. 3.18. Схемы входных транзисторных усилителей <продолжение):

и) транзисторы VT2, VT3 включены по схеме «токовое зеркало». Диоды VDI, VD2 ограничивают входной сигнал по амплитуде «сверху» и «снизу». Диод VD3отсекает шумы и помехи;

к) дифференциальный импульсный усилитель на транзисторах VTI, VT2

л) на вход МК поступает усиленный аналоговый сигнал и цифровая последовательность (U[iX2). Элементы С1, С2, R4, R5, VD1 служат для развязки каналов;

м) усилитель с простейшим полосовым фильтром на транзисторе VT1. Конденсатор С1 «срезает» амплитуду сигналов на низких, а конденсатор С2 — на высоких частотах;

н) через резистор RI подаётся питание +5 В на внешнее устройство, подключаемое к разъёму XS1. ВЧ-сигнал от внешнего устройства усиливается транзистором VTI. Входное сопротивление со стороны разъема XS1 по высокой частоте составляет примерно 100 Ом (это номинал резистора /?/), при этом условно считается, что конденсатор С1 по переменному току закорочен; О

Усилители сигналов на транзисторах (для МК)

Рис. 3.18. Схемы входных транзисторных усилителей (окончание):

о) транзистор VTI находится в режиме отсечки и открывается только положительной полуволной входного сигнала. При больших номиналах элементов R2, С2 и высокой частоте приёма, на входе МК будет постоянно удерживаться НИЗКИЙ уровень (детектор наличия сигнала);

п) транзисторный усилитель с повышенным входным сопротивлением (определяется резистором /?5и параметром h2]3 транзисторов VTI, VT2). Резистором RI задаётся чувствительность.

Источник: Рюмик С.М. 1000 и одна микроконтроллерная схема. (Выпуск 1)

Источник

Схема автогенератора прямоугольных импульсов на ОУ

На Рис.1 приведена блок-схема электронного автогенератора прямоугольных импульсов на операционном усилителе ( ОУ ).
Автогенераторный процесс в схеме генератора осуществляется благодаря имеющейся в ней положительной обратной связи, подаваемой с выхода ОУ на его неинвертирующий вход ( + ), при наличии слабой отрицательной обратной связи, подаваемой с выхода ОУ на его инвертирующий вход ( – ). При этом конденсатор С1 перезаряжается через резистор R1 выходным напряжением ОУ.

Когда напряжение на выходе ОУ достигает максимального уровня, конденсатор С1 заряжается до напряжения, равного критическому напряжению на инвертирующем входе, напряжение на выходе ОУ почти мгновенно уменьшится до минимального значения. Затем конденсатор начнёт перезаряжаться. Когда отрицательное напряжение на нём сравнится с напряжением на неинвертирующем входе, напряжение на выходе ОУ достигнет максимального уровня.

Процесс автоколебаний происходит с частотой, определяемой по формуле:

f= 0,23/(C1 х R1 x lg (1 + 2R3/R2)),

где ёмкость конденсатора выражена в фарадах, сопротивление резисторов – в Омах, частота – в Гц.

Номинальные значения внешних компонентов генератора можно выбирать в пределах R1 и R2 от 3 до 10 кОм; отношение R3/R2 = от 0,5 до 10; С1 = 0,01 – 0,1 мкФ.

источник: В. С. Майоров, С. В. Майоров. “УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА НА ЛАМПАХ, ТРАНЗИСТОРАХ И МИКРОСХЕМАХ”, “Библиотека киномеханика”, Москва, “ИСКУССТВО”, 1982, стр.135

Источник

Как работают цифровые усилители? Обзор классов D, T, UcD, PurePath™ HDС

Информация для начинающих УНЧ-строителей и не только:
принцип работы, схемотехника, модификации и сравнительные характеристики
различных типов импульсных (ключевых) усилителей.

Несмотря на расхожее мнение о том, что усилители класса D были разработаны относительно недавно и являются продуктом современных цифровых технологий, данный класс имеет богатую историю, а его первые реализации были описаны ещё в эпоху радиоламп. Использовать ключевую схемотехнику для усиления звука впервые предложил наш соотечественник Дмитрий Агеев в 1951 году, а в 1955 году француз Роже Шарбонье, создавая аналогичную схему, впервые применил термин «класс D».

В основе принципа работы усилителей класса D и любых его модификаций (классы T, J, Z, TD и т. д.) используется принцип широтно-импульсной модуляции (ШИМ). А в основе схемотехники, как правило, лежит генератор линейно-изменяющегося треугольного напряжения (ГЛИН с частотой, исчисляемой сотнями килогерц) и быстродействующий компаратор, преобразующий это треугольное напряжение в импульсы, длительность которых пропорциональна амплитуде входящего звукового аналогового сигнала (Рис.1).

Функциональная схема усилителя класса D

Рис.1 Функциональная схема усилителя класса D с внешним ГЛИН треугольного напряжения

Механизм преобразования аналогового звукового сигнала в импульсное напряжение с изменяемой скважностью приведён на Рис.2.

Рис.2 Механизм формирования ШИМ сигнала в цифровом усилителе

Далее ШИМ сигнал, имеющий форму импульсов равной амплитуды, но разной длительности, усиливается с помощью пары симметрично включённых быстродействующих MOSFET транзисторов, после чего поступает на простейший LC-фильтр, который демодулирует усиленный сигнал, отсекая несущую частоту и сопутствующий высокочастотный шум.
Поскольку выходные транзисторы работают в импульсном режиме, т. е. выступают в роли ключей, находясь либо в закрытом, либо в открытом состоянии, КПД цифровых усилителей при практической реализации достигает значений порядка 90–95%. А это означает, что лишь единицы процентов энергии расходуются на нагрев полупроводников, поэтому радиаторы для них можно использовать крайне малого размера.

В настоящее время промышленно выпускается довольно большое количество специализированных и недорогих ИМС, предназначенных для работы в качестве усилителей класса D. Одна только компания «Texas Instruments» производит линейку цифровых усилителей (номенклатурой — около 50-ти наименований) с широкими диапазонами питающих напряжений: 2,5. 50 В и мощностей — 3. 300 Вт. Поэтому интерес отдельной радиолюбительской братвы к построению цифровых усилителей на ШИМ-контроллерах, предназначенных для блоков питания (типа TL494 или подобных), мы здесь ни приветствовать, ни обсуждать не станем ввиду их весьма скромных качественных характеристик.

Отдельным подклассом усилителей звуковой частоты класса D являются устройства, не содержащие генератора треугольного напряжения, а работающие в режиме самовозбуждения или, иначе говоря — самоосцилляции (Self-Oscillating Amplifier). Самоосцилляция возникает вследствие введения положительной обратной связи. Частота импульсов обычно выбирается из диапазона 300. 700 кГц, а длительность варьируется в соответствии с уровнем входного звукового сигнала.
Однако и в данном типе усилителей также возможны варианты:

1. Усилители класса D с самовозбуждением, разработанные компанией Philips Electronics по UcD-технологии (Universal Class D) в 2005 году (Рис.3).

Структурная схема UcD-усилителя

Рис.3 Структурная схема UcD-усилителя

Как видно из схемы, усилитель охвачен общей отрицательной обратной связью, поступающей с выхода ключевого усилителя через выходной фильтр (L1, C3) и цепь обратной связи (R1…R3, C1) на вход компаратора. Параметры фильтра и цепи обратной определяют частоту на которой фазовый сдвиг составляет 180 градусов, в результате чего и возникает автоколебательный процесс.
Коэффициент усиления усилителя определяется отношением R3/R1. Величины сопротивления резистора R2 и ёмкости конденсатора C2 выбираются таким образом, чтобы частота колебаний была в диапазоне 300…350 кГц.

Читайте также:  Почему без заземления нет тока

В описании демонстрационной версии UcD усилителя Philips UM10155 содержатся: принципиальные схемы и печатные платы изделия. При выходной мощности 200 Вт усилитель обеспечивает КПД — не менее 92% и коэффициент гармоник — не более 0.03%.
Ознакомиться с описанием можно по ссылке — Philips UM10155.

Теоретически, в усилителе UcD, благодаря введению общей отрицательной обратной, появляется возможность реализовать более линейный режим его работы и получить меньшее (чем у усилителей с ГЛИН) значение уровней гармонических составляющих. К тому же ООС компенсирует активное сопротивление выходного дросселя, в результате чего коэффициент демпфирования получается очень высоким, что особенно важно при использовании усилителя с мощными сабвуферами.
Однако по информации из различных источников следует, что характеристики UcD усилителей весьма критичны, причём критичны ко ВСЕМУ! Это касается и параметров применяемых полупроводников, и частоты среза и добротности выходного LC-фильтра, и построению корректирующей цепи обратной связи. С учётом необходимости иметь частоту среза выходного фильтра в районе 30 кГц, весьма сложно даётся увод частоты осцилляции на необходимые и стабильные 300. 400 кГц, при которых искажения имеют приемлемый уровень.
Именно поэтому данный тип усилителей и не нашёл широкого интереса массовых производителей электроники и ограничился не самой крупной компанией Hypex Electronics, выпускающей несколько серий модулей UcD усилителей, предназначенных в основном для активных сабвуферов.
А вот обитатели форумных пространств не унывают и не падают духом где попало! Поэтому для желающих приобщиться к UcD-строению могу порекомендовать окунуться в 14-летнюю дискуссию, начинающуюся на странице — ссылка на страницу.

Несколько по-другому обстоят дела с другим видом самоосциллирующих усилителей:

2. Усилители «PurePath™ HD» класса D с самовозбуждением, разработанные компанией Texas Instruments (Рис.4).

Структурная схема усилителя PurePath™ HDС

Рис.4 Структурная схема усилителя PurePath™ HDС

В отличие от UcD устройств, в усилителях PurePath™ HD сигнал обратной связи снимается до выходного фильтра нижних частот. В связи с этим фазовый сдвиг, необходимый для устойчивой осцилляции, определяется, прежде всего, номиналами элементов петлевого фильтра, что делает работу усилителя более устойчивой и предсказуемой.
О характеристиках таких усилителей можно судить по ИМС типа TAS5615 и TAS5616 (мощностью 150 Вт) и TAS5630 и TAS5631, представляющих собой стереофонические усилители с интегрированной цепью ОС и максимальной выходной мощностью 300 Вт на канал. Усилители обеспечивает коэффициент гармоник (Кг) 0.03% при выходной мощности 1 Вт на нагрузке 4 Ом. В мостовом включении TAS5630 и TAS5631 выдают 400 Вт максимальной мощности при 10% искажений.
Микросхемы выпускаются в 44 выводных или 64 выводных корпусах, стоят у наших китайских друзей 8. 10$, но гораздо более предпочтительным я бы посчитал не покупку ИМС и самостоятельное её паяние (со всеми вытекающими последствиями), а приобретение готового модуля, который на том же Али стоит вполне адекватных денег (Рис.5 слева).

Структурная схема усилителя PurePath™ HDС TAS5630 зависимость искажений от вых. мощности
Рис.5 Модуль 2×300 Вт TAS5630 и зависимость нелинейных искажений от вых. мощности

На диаграмме зависимости коэффициента гармоник от выходной мощности, взятой из Datasheet-а на TAS5630 (Рис.5 справа), видно, что картина с нелинейностью микросхемы не такая уж и радужная. Коэффициент гармоник 0.03%, приведённый в характеристиках для выходной мощности 1Вт начинает прилично расти как при понижении, так и при повышении мощности. На 10 ваттах он уже превышает 0,1%, а при мощностях свыше 100 ватт начинается лавинный рост, вплоть до 10%.

TAS5630 зависимость искажений от вых. мощности

Если всё ж таки сильно хочется поэкспериментировать с PurePath осцилляцией, то я бы предложил популярную и недорогую микросхему компании International Rectifier — IRS2092, которая представляет собой основу звукового усилителя класса D.
В сочетании с внешними МОП-транзисторами IRS2092 образует полный усилитель класса D с защитой от перегрузки и сквозных токов выходных транзисторов.
Универсальная структура узла аналогового входа с усилителем ошибок и ШИМ-компаратором обладает гибкостью в реализации различных типов схем модуляции ШИМ, однако типовой областью применения ИМС являются усилители с автоколебательной технологией ШИМ PurePath.

Рис.6 Типовая схема включения IRS2092 с автоколебательной технологией ШИМ

Основные параметры усилителя D-класса на базе ИМС IRS2092:
Максимальное напряжение питания ±100 В;
Максимальный ток драйвера: ON — 1А, OFF — 1,2 А;
DEADTIME — 25/40/65/105 nS;
Время реакции защиты от перегрузки — 500 nS;
Постоянное напряжение на выходе — менее 20 мВ;
Максимальная частота ШИМ — 800 кГц;
Коэффициент усиления без ООС — более 60 дБ;
THD на нагрузке 4 Ω при вых мощности 50 Вт, 1 кГц — 0,01%;
Уровень шума — 200 мкВ.

Ценность данной микросхемы состоит в том, что при увеличении количества выходных транзисторов (в параллельном включении), появляется бонус в виде достижения в нагрузке значительных (вплоть до киловаттных) мощностей. Естественно, что в этом случае придётся поднапрячься и позаботиться об умощнении драйверных выходов.

Ознакомиться с подробным функциональным описанием микросхемы IRS2092 на русском языке можно по ссылке — IRS2092.

3. Усилители класса T, разработанные фирмой Power Acoustic в 2000 году.

Усилители класса Т были анонсированы, как альтернатива ключевым усилителям других классов.
Если в усилителях класса D используется ШИМ-модуляция с фиксированной частотой ГЛИН, то в усилителях класса T выходные транзисторы коммутируются с изменяющейся по псевдослучайному закону (Dithering of the Switching Frequency) частотой, значение которой, помимо прочего, зависит и от уровня входного сигнала.
Dithering (дизеринг) представляет собой подмешивание в первичный коммутирующий сигнал псевдослучайного шума со специально подобранным спектром, что размазывает шум квантования в широкой полосе частот, в результате чего — спектральная плотность гармоник информационного сигнала и комбинационных искажений значительно снижаются при сохранении высокого параметра КПД.
В связи со сложностью алгоритма — все эти манипуляции удобнее производить в цифровом виде при помощи специализированного сигнального процессора (Рис.6).

Структурная схема усилителя класса Т

Рис.7 Структурная схема стереофонического усилителя класса T

В 2000г. при финансовой поддержке компаний Cisco, Intel и Texas Instruments была создана фирма Tripath для разработок и производства полностью цифровых усилителей звука класса Т на базе собственной технологии DPP (Digital Power Processing).
На сегодняшний день можно отметить одного из флагманов линейки, выпускаемой компанией Cisco — ИМС TDA2500.
Микросхема представляет собой драйвер стереоусилителя класса Т, выполненный по технологии Digital Power Processing (DPP).
При подключении микросхемы к источнику напряжением ±90В и внешним полевым транзисторам в соответствии с Datasheet-ом, производитель гарантирует следующие характеристики каждого канала при 4-омной нагрузке:
TDN + N (искажения + шумы) = 0,02% при 50 W;
TDN + N (искажения + шумы) = 0,1% при 650 W;
TDN + N (искажения + шумы) = 1% при 800 W;
TDN + N (искажения + шумы) = 10% при 1100 W;
КПД при 500 W — 79% .
Стоимость микросхемы TDA2500 у наших китайских друзей составляет немногим менее 1000$ за единицу продукции.

Однако не стоит хоронить класс D, всё дело в комплектующих — продекларировали гарны хлопцы из датской компании Lars Clausen Technologies и выдали на-гора свой класс усилителей под названием NewClassD.

4. Усилители класса NewClassD, выпускаемые компанией Lars Clausen Technologies с 2006 г.

На сегодняшний день компания Ларса Клаузена выпускает два модуля усилителей «Singularity 3» класса NewClassD мощностью 900 и 1200 Вт (при работе на 4-омную нагрузку).
Вот, что датчане пишут про основные отличия своих изделий от обычного D-класса и причины, по которым их можно считать «одними из лучших усилителей звука в мире»:

1. Использование высокоскоростных SiCFET транзисторов на 600 В, которые работают примерно в 10 раз быстрее MOSFET-ов, обеспечивая лучшее разрешение в верхней части диапазона и меньший коммутационный шум;
2. Высокая частота дискретизации 850 кГц;
3. Качественные и сверхмалошумящие дискретные полупроводники от компании Rohm Semiconductor;
4. Тонкоплёночные прецизионные резисторы
5. Танталовые резисторы от Audio Note UK в цепи обратной связи;
6. Выходные фильтры из посеребрённого провода с тефлоновой изоляцией;
7. 6-слойная посеребрённая печатная плата с полной плоскостью GND;
8. Тщательная настройка каждого модуля для достижения идеальной производительности

Читайте также:  Управление тока в выпрямители тиристором

Характеристики на 1200-ваттный агрегат приводятся следующие:
Максимальная выходная мощность на 4 Ом — 900 Вт RMS
Максимальная выходная мощность на 3,2 Ом — 1200 Вт RMS
Диапазон воспроизводимых частот по уровню -3 дБ (4 Ом) — 2. 180000 Гц
THD + N при 1Вт (8 Ом) — 0,00033%
THD + N при 40Вт (8 Ом) — 0,01%
Динамический диапазон — 146 дБ
Цена — 1456,88$

NewClassD мощностью 900 и 1200 Вт

Рис.8 «Singularity 3» — 1200 Вт. Зависимость Кг от частоты при мощности 1Вт (8Ом)

Красивая картинка, но, как говорится — «Грустно, девицы!». Мы же с вами видим (судя по приведённым характеристикам), что уже при 40 ваттах искажения выросли в 30 раз! А что будет при 100, 200-ваттных и т. д. мощностях? А об этом шибко лукавый датский производитель предпочёл сильно не распространяться.
Хотя, чего греха таить, качественных комплектующих и тщательной настройки, как и большой и чистой любви — много не бывает!

Источник



Проектирование усилителей импульсов

1

В статье рассматриваются вопросы проектирования усилителей импульсов на современной элементной базе без корректирующих индуктивностей и подходы к их практической реализации.Подходы к проектированию усилителей импульсов отли­чаются от подходов характерных для проектирования уси­лителей гармонических сигналов. При проектировании уси­лителей импульсов, необходимо знать какой или какие из его параметров несут полезную информацию. Это может быть: длительность импульса (в этом случае полоса пропускания должна быть максимальной), часто­та следования или за­держка относительно не­кого исходного импуль­са. Если важна малая временная задержка, то полоса пропускания уси­лителя в низкочастотной области может быть ог­раничена, что уменьшит влияние шумов и помех. Необходимо уделить внимание динамическо­му диапазону усилите­ля, так как необходимо минимизировать имен­но задержку, зависящую от амплитуды сигнала. Задержка, не зависящая от амплитуды входного импульса, может быть просто учтена при дальнейшей обра­ботке сигнала. Этот параметр становится важен, если уси­литель используется как составная часть измерительного ус­тройства, например дальномера. Нетрудно подсчитать, что каждая наносекунда задержки — это 0,165 м при измерении расстояния радиолокационным методом. Для гидролокации (скорость распространения ультразвуковой волны в воде рав­на примерно 1500 м/с) задержка в 1 мкс — это 0,75 мм точ­ности измерения. При проектировании необходимо учиты­вать импеданс (собственное сопротивление) источника сиг­нала. Вопрос не только в согласовании источника сигнала с усилителем. Вопрос в том, чтобы не ослабить сигнал на его входе. Например, динамическое сопротивление детекти­рующего СВЧ-диода Д608(А) лежит в пределах 620 Ом — 1,2 кОм. Если мы подключим к нему «стандартный» видео­усилитель с входным сопротивлением 50 Ом, то уровень сиг­нала на входе усилителя будет уменьшен на 28 дБ. Можно ли такое допустить при усилении сигналов амплитудой в не­сколько микровольт, если при этом нам необходимо усилить импульс, например в 60 дБ? Наверное, нет — так как в этом случае придется проектировать усилитель уже не на 60 дБ, а на 88 дБ, как минимум. Итак с постановкой задачи опре­делились. Перейдем к практике.

Простейший усилитель

Начнем с простейшего устройства. Например, необходи­мо усилить импульсный сигнал отрицательной полярности амп­литудой минус 20 мВ до уровня совместимого с логически­ми ИМС, например серии 74НСхх. То есть, необходимо не только преобразовать полярность импульса, но и выполнить его усиление до величины его идентификации, как логичес­кая единица. Этот уровень согласно спецификации для ИМС серии 74НСхх не должен быть ниже 4,2 В. То есть, необхо­димо обеспечить коэффициент усиления не менее 46,5 дБ или в 210 раз. Для данного примера нет смысла проектиро­вать усилитель, как обычный линейный. Достаточно исполь­зовать грамотно спроектированное пороговое устройство, по­просту компаратор или, если это допустимо, триггер Шмит­та. Учитывая отрицательную полярность входного импульса и его относительно малую величину, оптимальной будет схе­ма, представленная на рис.1.

Рис. 1

Схема выполнена на ИМС компаратора LM211 [1]. Не­обычность схемы — в подходе формирования опорного на­пряжения и выбор полярности выходного импульса. Слож­ность делителя для задания порога срабатывания вызвана неизбежными отклонениями номиналов элементов делите­ля, необходимостью хорошей фильтрации опорного напря­жения, компенсации напряжения смещения входного напря­жения (для LM211D может достигать 3 мВ, а для более де­шевой ИМС LM311D — 7, 5 мВ). Кроме того, невозможно гарантировать точное соответствие напряжения питания пя­ти вольтам. Таким образом, видно, что без подстройки по­рога срабатывания обойтись нельзя. Простым делителем удобство и, главное, точность регулировки для таких низ­ких напряжений как 20 мВ, не будет обеспечена. Поэтому напряжение питания уменьшено делителем до уровня, при­мерно, 150 мВ отфильтровано и приведено к напряжению 20 мВ в среднем положении ротора подстроенного резис­тора R5 при напряжении питания 5 В. Входное сопротив­ление задается выбором номинала резистора R4, а компен­сация разности входных токов равенством номиналов ре­зисторов R4 и R3. Теперь о выходном сигнале компарато­ра. Почему выбрано его инверсное представление? Ответ прост. Длительности фронта выходного импульса в таком включении намного ниже и практически не зависит от ем­кости монтажа и входной емкости следующих цепей. Дей­ствительно разряд этих емкостей будет осуществляться че­рез открытый выходной транзистор компаратора. В против­ном случае, мы бы имели их заряд через сопротивление нагрузки R2, которое намного больше сопротивления откры­того выходного транзистора. Согласно спецификации на LM211D это отличие времени длительности фронта для на­грузки в 500 Ом составляет 4 раза (25 не против 100 не). Необходимо отметить, что хорошая развязка по цепям пи­тания (элементы R1, С1, С2 и R9, С6) для таких устройств играет важную роль. В противном случае помехи по цепям питания могут нарушить его работу, особенно при работе с малыми уровнями входных сигналов.

Транзисторный усилитель

Теперь рассмотрим следующий случай. Необходимо спро­ектировать усилитель импульсов от детекторной головки или сенсора с выходным сопротивлением 600 Ом. Входное на­пряжение — импульсы положительной полярности амплитудой от 5 мкВ до 0,5 мВ; длительность одиночного импульса по уровню 0,5 равна 500 не; допустимое время задержки не более 200 не. Как и в предыдущем случае, сигнал должен быть усилен до уровня совместимого с логическими ИМС се­рии 74НСхх. В этом случае необходимо сначала усилить сигнал до приемлемого уровня, а потом использовать схе­му, представленную на рис.1. Таким образом, коэффициент усиления предварительного усилителя должен быть не ме­нее 20 мВ/5 мкВ=4000 раз или 72 дБ. Что нам предлагают фирмы-производители? Как уже было показано в начале ста­тьи, стандартные видеоусилители с входным сопротивлени­ем 50 Ом для этой цели не подходят. Обратимся к интег­ральным микросхемам. Действительно такие ИМС имеются. Например, AD810 [2]. Микросхема имеет время задержки не более 50 не, но максимально допустимый коэффициент уси­ления — 20 дБ (10 раз) полоса пропускания при этом 50 МГц

(при питании ±5 В). Аналогично дело обстоит и с другими ИМС, большинство которых используются как повторители или как усилители с коэффициентом усиления от 2 до 5. Можно, ко­нечно, каскадировать такие ИМС, но они потребляют ток порядка 8 мА и имеют высокую цену (5 USD и более).

Выход из приведенной выше ситуации — это построить усилитель на дискретных элементах. Не будем подробно рас­сматривать типовые схемы таких усилителей. Обычно это многокаскадный усилитель, выполненный по схеме с общим эмиттером, базовым делителем и иногда цепью отрицатель­ной обратной связи в виде резистором в цепи эмиттера. Ко­личество каскадов определяется параметрами транзисторов и коэффициентом усиления. Для увеличения полосы пропу­скания используется частотная коррекция в виде конденса­торов в эмиттерных цепях или (и) дросселей в коллекторах транзисторов. Пример звена такого типового «классическо­го» усилителя приведен на рис.2.

Читайте также:  Как изменить частоту переменного тока схема

Рис. 2

Методика их проектирования многократно и детально опи­сана. Несомненно, что более удобны для применения усили­тели с гальванической связью, но методика их проекгирования не столь доступна. Итак, с чего начать? Во-первых, необ­ходимо определиться с каким импульсом или импульсами мы будем иметь дело. Во-вторых, какой уровень перегрузки мы должны обеспечить без нарушения работы устройства. В на­шем ТЗ (смотрите выше), эти параметры заданы: прямоуголь­ный импульс положительной полярности, длительность импуль­са t=500 нс, перегрузка 40 дБ. Коэффициент усиления мы оп­ределили, как не менее 72 дБ. На следующем этапе необхо­димо определить такой параметр, как полосу пропускания уси­лителя. Рассматриваем «худший случай» — импульс прямоупольный (реально импульс будет в форме трапеции с экспоненциальными фронтами) и одиночный. Из теории це­пей и сигналов известно, что чем уже импульс — тем шире его спектр. Для уменьшения времени задержки необходимо обес­печить полосу пропускания с граничной частотой близкой к 1/t. Таким образом, верхняя рабочая частота усилителя долж­на быть 1/500 нс = 2 МГц. На первый взгляд выполнить это ус­ловие просто и можно использовать практически любые тран­зисторы. Оказывается — нет. Здесь нужно учитывать, что гра­ничная частота усиления по току транзисторов fT (transition frequency) является действительно граничной и транзистор с fT = 400 МГц далеко не всегда без принятия специальных мер обеспечит достаточное усиление сигналов требующих частоту fc=2 МГц. В литературе приводится много рекомендаций по вы­бору транзисторов. Но они или весьма приблизительны или содержат параметры недоступные в спецификациях (например, объемное сопротивление базы) или требуют проведения пол­ных расчетов усилителя с последующей многократной аппрок­симацией. Для выбора транзисторов можно воспользоваться эмпирической формулой (обращаю внимание, эта формула является только лишь оценочной), которая была выведена ав­тором статьи в ходе его многолетней инженерной практики:
fT>M*fc*hFE*K,
где
hFE — максимальный коэффициент усиления по току (DC current gain) в выбранном режиме;
К — желаемый коэффициент усиления каскада;
М — коэффициент зависящий от типа транзисторов.

Дпя n-p-n транзисторов он равен 0,2-0,5 для p-n-p тран­зисторов — 1-3. И так, если положить и К=20 дБ (10 раз) не­обходимы либо n-p-n транзистор с fT >0,5*fc*100*10=1000 МГц, либо p-n-p транзистор с fT>1*fc*100*10=2000 МГц. При этом мы положили hFE =100.

Что получаем в ходе такого анализа?

Мы получаем, что при использовании отвечающих этим требованиям транзисторов, транзистор в усилительном каскеде с К=20 дБ можно рас­сматривать, как транзис­тор в котором вектор ба­зового тока не имеет до­полнительного сдвига на необходимой нам верхней частоте усиления. То есть, он не нуждается в элемен­тах высокочастотной кор­рекции (дроссель L1 и кон­денсатор СЗ на рис.2) и его можно рассматривать, как транзистор, работаю­щий в области низких ча­стот, что упрощает расче­ты и схему в целом. В ка­честве подходящих под этот критерий транзисто­ров можно предложить, на­пример, транзисторы BFS17A [3] и BFT92W [4]. Первый имеет fT = 2,8 ГГц при мак­симальном hFE = 90, второй fT = 4ГГц при hFE = 50. Дпя этих тран­зисторов мы можем положить коэффициент усиления до К»30 дБ. Общий коэффициент усиления 72 дБ, поэтому достаточ­но иметь 3 каскада усиления или с некоторым ухудшением параметров — 2.

Трехкаскадный усилитель с гальванический связью

Выберем трехкаскадный усилитель. Поскольку мы имеем дело с импульсами положительной полярности, то в первом каскаде лучше использовать транзистор BFS17A, который бу­дет работать на открывание и, как уже показано выше, обес­печит меньшее время задержки по переднему фронту. По­сле переворота фазы — используем BFT92W (причина тако­го выбора будет объяснена ниже), а потом опять BFS17А. В качестве базовой используем схему, приведенную на рис.3.

Схема представляет собой транзисторную тройку с дву­полярным питанием ±5 В и эмиттерным повторителем на вы­ходе, который служит для согласования усилителя с порого­вым устройством. Все три усилительных каскада имеют ме­стные внутренние обратные связи по постоянному и пере­менному напряжению. Этим достигается устойчивость схемы к самовозбуждению, при хорошей стабилизации режимов по постоянному току и коэффициента усиления по переменно­му напряжению. Двуполярное питание позволяет отказаться от базового делителя и обеспечивает свободный выбор вход­ного сопротивления, которое устанавливается выбором номинала резистора R1. Применение во втором каскаде транзистора BFT92W с p-n-p проводимостью позволило уве­личить динамический диапазон усилителя, так как положитель­ное напряжение коллектора VT1 (+1,6 В) трансформировалось в отрицательное напряжение на коллекторе VT2 (-1,6 В).

Поскольку выполнено условия по выбору транзисторов, расчет каскадов ведется методом, который используются для расчета низкочастотных цепей.

Необходимо помнить о четырех основных моментах:

  1. Обеспечение оптимального входного сопротивления (при излишне высоком входном сопротивлении будет боль­ший уровень наводок от внешних помех);
  2. Согласование выходных и входных сопротивлений ка­скадов (необходимо исключить шунтирование коллекторной нагрузки входным сопротивлением и входной емкостью сле­дующего каскада);
  3. Оптимизация по полосе пропускания (об этом было сказано выше);
  4. Напряжение питание и напряжения коллектор-эмиттер транзисторов в рабочих режимах должно обеспечивать за­данный динамический диапазон.

Еще один не маловажный момент — это правильный вы­бор режима по постоянному току, так как от этого зави­сят не только коэффициент усиления по току и макси­мальная граничная частота (соответственно доступный без частотной коррекции коэффициент усиления), а и уровень собственных шумов транзистора. Как пример можно обра­титься к Fig.5 и Fig.6 [3] или Fig.3, Fig.5 и Fig.15 [4].

Усилитель (рис.3) имеет коэффициент усиления не ме­нее 75 дБ (при сопротивлении источника сигнала 600 Ом), полоса пропускания от 3 кГц до 3,1 МГц (с учетом конден­сатора С5). Конденсатор С5 необязателен, но он обеспе­чивает некоторое повышение крутизны переднего фронта. Отношение сигнал/шум не хуже 65 дБ (при входном сигна­ле 2 мкВ). Время задержки импульса по переднему фрон­ту на уровне 0,5 в режиме малого сигнала не превышает 50 не, в режиме большого сигнала — 15 не. Перегрузка по входу (без искажения импульсов) не менее 40 дБ. Эта схе­ма заменила «стандартный» четырехкаскадный усилитель с элементами коррекции (дроссели, конденсаторы) и эмиттерным повторителем на выходе. У прототипа искажения импульса были значительно выше. Время задержки им­пульса по переднему фронту на уровне 0,5 в режиме ма­лого сигнала составляло более 300 не (импульс был коло­колообразный), в режиме большого сигнала — 60 нс.

Рис. 3

Осциллограмма, иллюстрирующая работу усилителя со­бранного по схеме приведенной на рис.3 показана на рис.4. Здесь на входной импульс амплитудой 6 мВ и дли­тельностью 300 не, наложен инвертированный выходной импульс амплитудой 2,5 В. Как видно время задержки по переднему фронту, а именно это был важнейший параметр при проектировании задача передачи формы импульсов не ставилась, не превышает 10 не. АЧХ усилителя представ­лена на рис.5. Как видно из показаний боде-плоттера, верх­няя частота среза усилителя по уровню минус 3 дБ со­ставляет 3 МГц.

Рис. 4

Рис. 5

Рассмотренный усилитель используется в серийном изделии для усиления импульсов радиолокационного при­емника сигналов обнаружения. Конструктивно усилитель выполнен с использованием SMD элементов в виде от­дельной печатной платы размером 25×40 мм из двусто­роннего стеклотекстолита. Одна сторона является сплош­ным экраном, края платы опаиваются с двух сторон мед­ной фольгой, усилитель закрыт опаянным по контуру ла­тунным экраном размером 20×30мм. В самом устройст­ве усилитель помещается в дополнительный экранирован­ный кожух. Качественная экранировка из-за большой чувствительности такого усилителя крайне важна. Подвод входных цепей осуществляется экранированным коакси­альным кабелем. Экранная оплетка кабеля припаивает­ся к общему экрану, а оплетка самого кабеля припаива­ется внутри.

Ссылки

  1. LM111, LM211, LM311 DIFFERENTIAL COMPARATORS WITH STROBES, 2002, Texas Instruments Inc.
  1. AD810 Low Power Video Op Amp with Disable, Rev.A, Analog Devices Inc.
  2. BFS17A NPN 3 GHz wideband transistor, Product specifi­cation September1995, NXP Semiconductors
  3. BFT92W PNP 4 GHz wideband transistor, Product specifi­cation May 1994, NXP Semiconductors

Автор: Владимир Рентюк, г. Запорожье

Источник