Схема защиты с датчиком тока

Простой расчет трансформаторов тока и датчиков тока для схем защиты ИИП

Трансформаторы тока используются в схемах защиты силовых ключей от перегрузки по току в импульсных источниках питания (ИИП). Еще одним фактором применения трансформатора тока в ИИП является необходимость потенциальной развязки цепей схемы управления ИИП и цепей силовой части. Поэтому их расчет является актуальным при создании ИИП.

В данной статье мы рассмотрим детально простой расчет трансформаторов тока одно и двухтактных ИИП.

Расчет однотактного трансформатора тока.

Исходные данные.

Амплитуда тока силового ключа I_{кл_max}=3 А .

Напряжение срабатывания защиты схемы управления U_защ=1 В .

Максимальная длительность импульса t_{имп.макс.}=25 мксек .

Минимальная длительность импульса t_{имп.мин.}=10 мксек .

Частота переключения f_п=20 кГц .

Рисунок 1. Предлагаемое решение получения сигнала для схемы защиты верхнего силового ключа с помощью трансформатора тока в ШИМ регуляторе тока нагрузки.

Решение включает в себя трансформатор тока Т1, датчик тока — резистор R2, фильтр низких частот – резистор R1 и конденсатор C1.

Данное решение применимо для так же и для понижающего ИИП.

Расчет.

Для нормальной работы защиты схемы управления и исключения ложных срабатываний сигнал, подаваемый на вход защиты должен быть уменьшен на 25-30%. Таким образом рабочее напряжение на датчике тока R2 должно быть: U_дт=U_защ-30%=0,7 В .

Для расчета трансформатора тока необходимо задаться коэффициентом трансформации. Рекомендации по выбору коэффициента трансформации основаны на уменьшении тока вторичной обмотки до десятков или сотен миллиампер. Оптимальным является диапазон 50÷100 mА. В нашем случае примем ток вторичной обмотки I_{w2_max}=100 mA. Тогда коэффициент трансформации K_тр= ( I_{кл_max})/(I_{w2_max})= 3/0,1=30 . Обычно у трансформаторов тока первичная обмотка делается одним витком. Тогда число витков вторичной обмотки w2= K_тр*w1=30*1=30 витков . Рассчитаем сопротивление датчика тока R2= ( U_дт)/(I_{w2_max} )= 0,7/0,1=7 Ом . Выберем в соответствии с рядом сопротивлений Е24, R2=7,5 Ом. Тогда рабочее напряжение датчика тока и рабочее напряжение на входе схемы защиты U_дт= I_{w2_max}*R2=0,1*7,5=0,75 В . Это значение соответствует условиям рекомендаций.

Расчет мощности выделяемой на резисторе R2 произведем по формуле P_R2=( I_{w2_rms}) 2 *R2 .

В нашем случае для прямоугольной формы тока I_{w2_rms}=I_{w2_max}*√((t_{имп.макс.})/T) .

Где T= 1/f_п = 1/20000=0,00005=50*10 -6 ,сек. — период частоты переключения.

Следовательно P_R2= 0,0707 2 *7,5=0,0375 Вт . Мощность выделяемая на резисторе R2 имеет низкое значение.

Для выбора сердечника трансформатора тока руководствуемся следующими рекомендациями.

Для высокочастотных (десятки-сотни кГц) ИИП в качестве материала сердечника применяются в основном ферриты. Тип сердечника может быть любой, но предпочтение отдается кольцевым сердечникам. Кольцевой сердечник легко можно одеть на силовой провод или на вывод компонента ИИП. Например, в блоках питания персональных компьютеров часто встречается такое конструктивное решение. Трансформатор тока там установлен на выводе разделительного конденсатора.

Провод, напрямую пропущенный сквозь кольцо, представляет собой 1 виток.

Определяем требуемое сечение сердечника по формуле S_ст= (U_дт*t_{имп.макс}.)/(w2*dB) мм 2 .

S_ст – сечение сердечника в квадратных миллиметрах.

U_дт – рабочее напряжение на датчике тока, вольт.

t_{имп.макс.} – максимальная длительность импульса в микросекундах.

w2 — число витков вторичной обмотки, витков.

dB – перепад магнитной индукции за время импульса, Тесла.

Рекомендация по выбору dB.

Для однотактных применений dB не должно превышать значения 0,05 Тл. Иначе сердечник может войти в насыщение и форма импульса на датчике тока будет далека от реальной.

Выбираем сердечник из феррита марки 2000НМ1 типоразмер К16×10×4,5 с сечением сердечника S_ст=13,5 мм 2 . Сечение выбранного сердечника должно быть обязательно больше расчетного.

Выбор сердечника обязательно должен учитывать способ крепления трансформатора тока. Например, если трансформатор тока крепится винтом, то внутренний диаметр сердечника должен позволить поместить обмотки, винт, изоляцию. При таком способе крепления винт можно использовать в качестве витка первичной обмотки.

Фильтр низких частот R1 – C2 предназначен для фильтрования высокочастотных помех, неизбежно появляющихся при переключении силового ключа.

Рекомендация по выбору: постоянная времени фильтра должна быть гораздо меньше минимальной длительности импульса τ=R1*C2≪ t_{имп.мин.} . Делается это для того чтобы избежать искажения формы импульса. Примем τ=(1/20)*t_{имп.мин.}= (1/20)*10*10 -6 =0,5 мксек .

Зададимся значением емкости конденсатора из ряда Е24, С2=470 pF . Тогда R1= τ/C2= (0,5*10 -6 )/(470*10 -12 )=1064 Ом . Выбираем значение резистора R1 из ряда Е24 1,1 кОм.

Еще одной из главных причин применения трансформаторов тока является выделение большой мощности на датчике тока при бес трансформаторной схеме. В сильноточных ИИП применение в качестве датчика тока просто резистора приводит к выделению мощности на нем в несколько ватт.

В качестве примера рассмотрим случай, когда ток ключа составляет 10 А и в качестве датчика тока применяется просто резистор. Остальные исходные данные такие же, как в нашем расчете приведенном выше. Тогда для обеспечения U_дт=0,7 В датчик тока должен иметь сопротивление

Тогда I_{кл_rms}=I_{кл_max}*√(t_{имп.мкса.}/T)=10*√(25*10 -6 )/(50*10 -6 )=7,07 А .

Мощность выделяемая на датчике тока составит P_{R_дт} = (7,07 2 )*0,07=3,5 Вт.

Для надежной работы ИИП придётся установить резистор мощностью не менее 5 ватт. Применение в этом случае трансформатора тока приведет к сокращению мощности выделяемой на датчике тока в десятки раз.

Расчет окончен.

Моделирование работы однотактного трансформатора тока в программе Multisim.

Рисунок 2 . Модель ключа с трансформатором тока.

Как видно из скриншота, Пробник 1 (подключен к нагрузке) показывает амплитуду тока через нагрузку 3,01 А. Пробник 2 (подключен к датчику тока) показывает амплитудное значение тока через датчик тока 100 mА. Действующее значение тока 70,8 mА. Амплитуда напряжения на датчике тока 751 mВ. Частота 20 кГц. Ваттметр, подключенный к датчику тока, показывает мощность 37,4 милливатт. Все значения подтверждают расчет.

Рисунок 3. Осциллограммы напряжения на датчике тока и конденсаторе фильтра.

Как видно из осциллограмм амплитуда напряжения на датчике тока составляет 751 mВ и соответствует расчету. Осциллограмма напряжения на конденсаторе фильтра показывает небольшие завалы фронта и спада импульса, обусловленные зарядом и разрядом емкости фильтра. При этом существенных изменений формы импульса не наблюдается, а амплитуда импульса остается неизменной. Окончательное решение по значениям резистора и конденсатора фильтра принимается при настройке ИИП.

ВАЖНО! При установке трансформатора тока в однотактных ИИП необходимо соблюдать фазировку обмоток! Иначе импульс напряжения на датчике тока будет иметь минусовую полярность, и схема защиты работать не будет.

Расчет двухтактного трансформатора тока.

Исходные данные.

Максимальный ток силовых ключей I_{кл_max}=2 А .

Напряжение срабатывания схемы защиты U_защ=1 В .

Максимальная длительность импульса t_{имп.макс.}=10 мксек .

Минимальная длительность импульса t_{имп.мин.}=5 мксек .

Частота переключения f_п=40 кГц .

Рисунок 4. Предлагаемое решение получения сигнала для схемы защиты силовых ключей с помощью трансформатора тока в полу мостовом ИИП.

Решение включает в себя трансформатор тока Т1, датчик тока — резистор R1, выпрямитель VD3 – VD6, регулировочный резистор R3, фильтр низких частот – резистор R2 и конденсатор C4.

Расчет.

Поскольку в схеме применен регулировочный резистор R3, для обеспечения входного сигнала схемы защиты на уровне 0,75 В при 50% регулировке R3, напряжение подаваемое на R3 должно быть равным U_R3=1,5 В .

Рабочее напряжение на датчике тока должно учитывать падение напряжения на двух диодах выпрямителя. Для быстродействующих импульсных диодов падение напряжения в открытом состоянии при малых токах составляет около 0,7 В.

Примем ток вторичной обмотки I_{w2_max}=100 mA. Тогда коэффициент трансформации K_тр= I_{кл_max}/I_{w2_max} = 2/0,1=20 . Тогда число витков вторичной обмотки w2= K_тр*w1=20*1=20 витков . Рассчитаем сопротивление датчика тока R1= U_дт/I_{w2_max} = 2,9/0,1=29 Ом . Выберем в соответствии с рядом сопротивлений Е24, R1=30 Ом.

Расчет мощности выделяемой на резисторе R1 произведем по формуле P_R1= (I_{w2_rms}) 2 *R1 . В нашем случае для прямоугольной формы тока I_{w2_rms}=I_{w2_max}*√((2*t_{имп.макс.})/T) . Где T= 1/f_п = 1/40000=0,000025=25*10 -6 ,сек. — период частоты переключения.

Тогда I_{w2_rms}=I_{w2_max}*√((2*t_{имп.макс.})/T)=0,1*√(2*10*10 -6 )/(25*10 -6 )=0,089 А . Следовательно P_R1= 0,089 2 *30=0,24 Вт . Мощность выделяемая на резисторе R1 имеет низкое значение. Для нормальной работы необходимо выбрать резистор с мощностью рассеяния не менее 0,5 Вт.

Определяем требуемое сечение сердечника.

Рекомендация по выбору dB.

У феррита марки 2000НМ1 значение магнитной индукции насыщения составляет 0,34 Тл. Максимальное рабочее значение магнитной индукции составляет 0,31 Тл. Однако при таком значении индукции и высокой частоте переключения потери в сердечнике значительны. Производители ферритов нормируют значение потерь при максимальной индукции 0,2 Тл и частоте 16 кГц. При этом считается, что потери в сердечнике приемлемы и не вызывают сильного перегрева сердечника. Поскольку у нас частота переключения составляет 40 кГц, необходимо максимальное рабочее значение индукции снизить еще. Поэтому выбираем максимальное рабочее значение магнитной индукции

В_макс=0,1 Тл. Тогда dB=2*В_макс=2*0,1=0,2 Тл .

Выбираем сердечник из феррита марки 2000НМ1 типоразмер К10×6×4,5 с сечением сердечника S_ст=9 мм 2 . Конструктивно трансформатор тока располагаем на печатной плате, причем один из выводов разделительного конденсатора проходит через окно сердечника и является витком первичной обмотки. Количество витков вторичной обмотки не велико и позволит разместить обмотку в один слой. Исходя из вышеизложенного типоразмер сердечника не изменяем.

Регулировочный резистор R3 позволит произвести настройку порога срабатывания. Номинал резистора R3 должен быть много больше номинала резистора датчика тока. Это необходимо для исключения влияния сопротивления резистора R3 на формирование падение напряжения на датчике тока R1. Поэтому выбираем номинал резистора R3 – 1 кОм, что много больше номинала R1.

Примем τ=(1/20)*t_{имп.мин.}= ( 1/20)*5*10 -6 =0,25 мксек . Зададимся значением емкости конденсатора из ряда Е24, С4=240 pF . Тогда

R1= τ/C2= (0,25*10 -6 )/(240*10 -12 )=1041 Ом . Но! Поскольку мы ведем расчет на 50% движка резистора R3, значит, резистор R3 будет оказывать влияние на заряд конденсатора C2. При 50% установке движка соответственно это 500 Ом. Тогда значение сопротивления резистора

R1 = 1041 – 500 = 541 Ом. Выбираем значение резистора R1=510 Ом.

Фазировку обмоток при установке трансформатора тока в двухтактных ИИП соблюдать нет необходимости.

Моделирование работы двухтактного трансформатора тока в программе Multisim.

Рисунок 5 . Модель полумостового ИИП с трансформатором тока.

Как видно из скриншота, Пробник 1 (подключен к коллектору верхнего транзистора) показывает амплитуду тока через ключ 2,02 А. Ваттметр, подключенный к датчику тока, показывает мощность 236 милливатт. Эти значения соответствуют исходным данным и расчету.

Рисунок 6 . Осциллограммы напряжения на датчике тока.

Как видно из осциллограммы амплитуда напряжения на датчике тока составляет 3,049 В и соответствует расчету. Небольшое падение амплитуды напряжения на датчике тока к концу импульса обусловлено частичным зарядом разделительного конденсатора.

Рисунок 7 . Осциллограммы напряжения на регулировочном резисторе и конденсаторе фильтра.

Осциллограмма напряжения на регулировочном резисторе полностью повторяет форму тока обеих ключей. Амплитуда напряжения на регулировочном резисторе составляет 1,657 В. Это значение немного выше расчетного в 1,5 В. Амплитуда напряжения на конденсаторе фильтра составляет 788 mВ, что очень близко к расчету. Осциллограмма напряжения на конденсаторе фильтра показывает небольшие завалы фронта и спада импульса, обусловленные зарядом и разрядом емкости фильтра. При этом существенных изменений формы импульса не наблюдается, а амплитуда импульса остается неизменной. Окончательное решение по значениям резистора и конденсатора фильтра принимается при настройке ИИП.

Существует еще одно схемное решение получения сигнала для схемы защиты силовых ключей с помощью трансформатора тока в двухтактном ИИП. Оно связано с применением выпрямителя со средней точкой. Для этого вторичную обмотку трансформатора тока необходимо намотать со средней точкой. Этот прием сократит количество диодов до двух.

Рисунок 8. Предлагаемое решение получения сигнала для схемы защиты силовых ключей с помощью трансформатора тока со средней точкой в полу мостовом ИИП.

В этом случае меняется расчет датчика тока.

Резистор датчика тока R1 в схеме трансформатора тока со средней точкой подключен параллельно двум последовательно соединенным полу обмоткам. Тогда напряжение одной полу обмотки будет составлять половину падения напряжения на резисторе R1. После выпрямления получим амплитуду сигнала равную напряжению одной полу обмотки минус падение напряжения на диоде. Т.е. в половину меньше, чем требуется. Поскольку в схеме применен регулировочный резистор R3, для обеспечения входного сигнала схемы защиты на уровне 0,75 В при 50% регулировке R3, напряжение подаваемое на R3 должно быть равным U_R3=1,5 В .

Таким образом для получения требуемого уровня сигнала для схемы защиты напряжение на датчике тока должно быть равно

При токе вторичной обмотки 0,1 А, действующее значение тока вторичной обмотки составит 0,089 А. А мощность рассеиваемая на резисторе R1 равна P_R1=I_{w2_rms}*U_дт=0,089*4,4=0,392 Вт. Это достаточно много. Для уменьшения мощности рассеиваемой на резисторе R1, примем ток вторичной обмотки I_{w2_max}=50 mA. Тогда коэффициент трансформации K_тр= (I_{кл_max})/(I_{w2_max}) = 2/0,05=40 .

Тогда число витков вторичной обмотки w2= K_тр*w1=40*1=40 витков . Число витков одной полу обмотки соответственно – 20 витков. Т.е. обмотка состоит из двух полу обмоток 20 + 20 витков. Рассчитаем сопротивление датчика тока R1= U_дт/I_{w2_max} = 4,4/0,05=88 Ом . Выберем в соответствии с рядом сопротивлений Е24, R1=91 Ом.

Действующее значение тока I_{w2_rms}=I_{w2_max}*√((2*t_{имп.макс.})/T)=0,05*√(2*10*10 -6 )/(25*10 -6 )=0,045 А Мощность выделяемой на резисторе R1

P_R1= (I_{w2_rms}) 2 *R1=(0,045 2 )*91=0,184 Вт . Это вполне приемлемо.

Моделирование работы двухтактного трансформатора тока со средней точкой в программе Multisim .

Моделирование проведем по упрощенной схеме.

Рисунок 9. Модель с трансформатором тока со средней точкой.

Полумостовой ИИП заменен на биполярный источник тока с амплитудой 2 ампера.

Ваттметр, подключенный к датчику тока, показывает мощность 179 милливатт. Это значение очень близко к расчетному.

Рисунок 10 . Осциллограммы напряжения на датчике тока.

Как видно из осциллограммы амплитуда напряжения на датчике тока составляет 4,51 В и соответствует расчету.

Рисунок 11 . Осциллограммы напряжения на регулировочном резисторе и конденсаторе фильтра.

Амплитуда напряжения на регулировочном резисторе составляет 1,607 В. Это значение чуть выше расчетного в 1,5 В. Осциллограмма напряжения на конденсаторе фильтра показывает небольшие завалы фронта и спада импульса, обусловленные зарядом и разрядом емкости фильтра. При этом существенных изменений формы импульса не наблюдается, а амплитуда импульса остается неизменной. Амплитуда напряжения на конденсаторе фильтра при 50% повороте движка R3 составляет 0,803 В. Это чуть выше расчетного значения. Окончательное решение по значениям резистора и конденсатора фильтра принимается при настройке ИИП.

SERGR Опубликована: 16.02.2021 0 2
Вознаградить Я собрал 0 2

Источник

Использование датчика тока ACS712. Часть 1 — Теория

Allegro ACS712

Измерение и контроль протекающего тока являются принципиальным требованием для широкого круга приложений, включая схемы защиты от перегрузки по току, зарядные устройства, импульсные источники питания, программируемые источники тока и пр. Один из простейших методов измерения тока –использование резистора с малым сопротивлением, – шунта между нагрузкой и общим проводом, падение напряжения на котором пропорционально протекающему току. Несмотря на то, что данный метод очень прост в реализации, точность измерений оставляет желать лучшего, т.к. сопротивление шунта зависит от температуры, которая не является постоянной. Кроме того, такой метод не позволяет организовать гальваническую развязку между нагрузкой и измерителем тока, что очень важно в приложениях, где нагрузка питается высоким напряжением.

Основные недостатки измерения тока с помощью резистивного шунта:

• нагрузка не имеет прямой связи с «землей»;
• нелинейность измерений, обусловленная температурным дрейфом сопротивления резистора;
• отсутствие гальванической развязки между нагрузкой и схемой измерения.

В статье мы рассмотрим экономичный и прецизионный интегральный датчик тока Allegro ACS712, принцип его работы, основанный на эффекте Холла, характеристики и способ подключения к микроконтроллеру для измерения постоянного тока. Статья разделена на две части: первая посвящена устройству и характеристикам датчика, вторая – интерфейсу с микроконтроллером и работе с датчиком.

Датчик тока ACS712 основан на принципе, открытом в 1879 году Эдвином Холлом (Edwin Hall), и названным его именем. Эффект Холла состоит в следующем: если проводник с током помещен в магнитное поле, то на его краях возникает ЭДС, направленная перпендикулярно, как к направлению тока, так и к направлению магнитного поля. Эффект иллюстрируется Рисунком 2. Через тонкую пластину полупроводникового материала, называемую элементом Холла, протекает ток I. При наличии магнитного поля на движущиеся носители заряда (электроны) действует сила Лоренца, искривляющая траекторию движения электронов, что приводит к перераспределению объемных зарядов в элементе Холла. Вследствие этого на краях пластины, параллельных направлению протекания тока, возникает ЭДС, называемая ЭДС Холла. Эта ЭДС пропорциональна векторному произведению индукции B на плотность тока I и имеет типовое значение порядка нескольких микровольт.

Микросхема ACS712 выпускается в миниатюрном 8-выводном корпусе SOIC для поверхностного монтажа (Рисунок 3). Она состоит из прецизионного линейного датчика Холла с малым напряжением смещения и медного проводника, проходящего у поверхности чипа и выполняющего роль сигнального пути для тока (Рисунок 4). Протекающий через этот проводник ток, создает магнитное поле, воспринимаемое встроенным в кристалл элементом Холла. Сила магнитного поля линейно зависит от проходящего тока. Встроенный формирователь сигнала фильтрует создаваемое чувствительным элементом напряжение и усиливает его до уровня, который может быть измерен с помощью АЦП микроконтроллера.

На Рисунке 5 показано расположение выводов ACS712 и типовая схема его включения. Выводы 1, 2 и 3,4 образуют проводящий путь для измеряемого тока с внутренним сопротивлением порядка 1.2 мОм, что определяет очень малые потери мощности. Его толщина выбрана такой, чтобы прибор выдерживал силу тока в пять раз превышающую максимально допустимое значение. Контакты силового проводника электрически изолированы от выводов датчика (выводы 5 – 8). Расчетная прочность изоляции составляет 2.1 кВ с.к.з.

В низкочастотных приложениях часто требуется включить на выходе устройства простой RC фильтр, чтобы улучшить отношение сигнал-шум. ACS712 содержит внутренний резистор R_F, соединяющий выход встроенного усилителя сигнала со входом выходной буферной схемы (см. Рисунок 6). Один из выводов резистора доступен на выводе 6 микросхемы, к которому подключается внешний конденсатор C_F. Следует отметить, что использование конденсатора фильтра приводит к увеличению времени нарастания выходного сигнала датчика и, следовательно, ограничивает полосу пропускания входного сигнала. Максимальная полоса пропускания составляет 80 кГц при емкости фильтрующего конденсатора равной нулю. С ростом емкости C_F полоса пропускания уменьшается. Для снижения уровеня шума при номинальных условиях рекомендуется устанавливать конденсатор C_F емкостью 1 нФ.

Чувствительность и выходное напряжение ACS712

Выходное напряжение датчика пропорционально току, протекающему через проводящий путь (от выводов 1 и 2 к выводам 3 и 4). Выпускается три варианта токового датчика для разных диапазонов измерения:

• ±5 А (ACS712-05B),
• ±20 А (ACS712-20B),
• ±30 А (ACS712-30A)

Соответствующие уровни чувствительности составляют 185 мВ/А, 100 мА/В и 66 мВ/A. При нулевом токе, протекающем через датчик, выходное напряжение равно половине напряжения питания (Vcc/2). Необходимо заметить, что выходное напряжение при нулевом токе и чувствительность ACS712 пропорциональны напряжению питания. Это особенно полезно при использовании датчика совместно с АЦП.

Точность любого АЦП зависит от стабильности источника опорного напряжения. В большинстве схем на микроконтроллерах в качестве опорного используется напряжение питания. Поэтому при нестабильном напряжении питания измерения не могут быть точными. Однако если опорным напряжением АЦП сделать напряжение питания датчика ACS712, его выходное напряжение будет компенсировать любые ошибки аналого-цифрового преобразования, обусловленные флуктуациями опорного напряжения.

Рассмотрим эту ситуацию на конкретном примере. Допустим, что для опорного напряжения АЦП и питания датчика ACS712 используется общий источник Vcc = 5.0 В. При нулевом токе через датчик его выходное напряжение составит Vcc/2 = 2.5 В. Если АЦП 10-разрядный (0…1023), то преобразованному выходному напряжению датчика будет соответствовать число 512. Теперь предположим, что вследствие дрейфа напряжение источника питания установилось на уровне 4.5 В. Соответственно, на выходе датчика будет 4.5 В/2 = 2.25 В, но результатом преобразования, все равно, будет число 512, так как опорное напряжение АЦП тоже снизилось до 4.5 В. Точно также, и чувствительность датчика снизится в 4.5/5 = 0.9 раз, составив 166.5 мВ/А вместо 185 мВ/А. Как видите, любые колебания опорного напряжения не будут источником ошибок при аналого-цифровом преобразовании выходного напряжения датчика ACS712.

На Рисунке 7 представлены номинальные передаточные характеристики датчика ACS712-05B при напряжении питания 5.0 В. Дрейф выходного напряжения в рабочем диапазоне температур минимален благодаря инновационной технологии стабилизации.

Часть 2 — Подключение датчика к микроконтроллеру и работа с ним

Перевод: Vadim по заказу РадиоЛоцман

Источник

Digitrode

цифровая электроника вычислительная техника встраиваемые системы

• Вычислительная техника
  • Микроконтроллеры микропроцессоры
  • ПЛИС
  • Мини-ПК
• Силовая электроника
• Датчики
• Интерфейсы
• Теория
  • Программирование
  • ТАУ и ЦОС
• Перспективные технологии
  • 3D печать
  • Робототехника
  • Искусственный интеллект
  • Криптовалюты

Чтение RSS

Простая схема защиты от превышения тока на основе операционного усилителя

Схемы защиты жизненно важны для любого электронного прибора. Защита от перенапряжения, защита от короткого замыкания, защита от обратной полярности и т.д. – все это очень важно в электронике. В этой статье вы узнаете, как спроектировать и собрать простую схему защиты от перегрузки по току с использованием операционного усилителя.

Защита от превышения тока или перегрузки по току часто используется в цепях электропитания для ограничения выходного тока блока питания. Термин «Перегрузка по току» – это состояние, когда нагрузка потребляет большой ток, чем указанные возможности блока питания. Это может быть опасной ситуацией, поскольку состояние перегрузки по току может повредить источник питания. Поэтому инженеры обычно используют схему защиты от превышения тока для отключения нагрузки от источника питания во время таких случаев неисправности, таким образом защищая нагрузку и источник питания.

Существует много типов цепей защиты от перегрузки по току. Сложность схемы зависит от того, как быстро защитная цепь должна реагировать в ситуации перегрузки по току. В этом проекте мы создадим простую схему защиты от перегрузки по току с использованием операционного усилителя, который очень часто используется и может быть легко адаптирован для ваших проектов.

Схема, которую мы собираемся спроектировать, будет иметь настраиваемое пороговое значение максимального тока, а также функцию автоматического перезапуска при сбое. Поскольку это схема защиты от перегрузки по току на основе операционного усилителя, в качестве приводного устройства будет использоваться операционный усилитель. Для этого проекта используется ОУ общего назначения LM358. На рисунке ниже показана схема контактов LM358.

Как видно на изображении выше, внутри одного корпуса у нас будет два канала операционного усилителя. Однако для этого проекта используется только один канал. Операционный усилитель будет переключать (отключать) выходную нагрузку с помощью полевого транзистора (MOSFET). Для этого проекта используется N-канальный MOSFET IRF540N. Рекомендуется использовать надлежащий радиатор для MOSFET, если ток нагрузки превышает 500 мА. Однако для этого проекта MOSFET используется без радиатора. На изображении ниже представлена схема распиновки IRF540N.

Для питания операционного усилителя и схемы используется линейный стабилизатор напряжения LM7809. Это линейный стабилизатор напряжения на 9 В 1 А с широким номинальным входным напряжением. Распиновку можно увидеть на следующем изображении.

Простая схема защиты от превышения тока может быть разработана с использованием операционного усилителя для определения перегрузки по току, и на основании полученного результата мы можем управлять полевым транзистором для отключения / подключения нагрузки к источнику питания. Принципиальная схема этого проекта проста, и ее можно увидеть на следующем рисунке.

Как видно из принципиальной схемы, MOSFET IRF540N используется для управления нагрузкой как ВКЛ или ВЫКЛ во время нормального состояния и состояния перегрузки. Но прежде чем отключить нагрузку, важно определить ток нагрузки. Это делается с помощью резистора R1, который представляет собой шунтирующий резистор 1 Ом с номинальной мощностью 2 Вт. Этот метод измерения тока называется измерением тока с помощью шунтирующего резистора.

Во время включенного состояния MOSFET ток нагрузки протекает через сток MOSFET к истоку и, наконец, к GND через шунтирующий резистор. В зависимости от тока нагрузки шунтирующий резистор создает падение напряжения, которое можно рассчитать по закону Ома. Поэтому предположим, что для 1 А тока (тока нагрузки) падение напряжения на шунтирующем резисторе составляет 1 В при V = I x R (V = 1 A x 1 Ом). Таким образом, если это падение напряжения сравнивать с предварительно определенным напряжением с помощью операционного усилителя, мы можем обнаружить ток перегрузки и изменить состояние полевого транзистора, чтобы отключить нагрузку.

Операционный усилитель обычно используется для выполнения математических операций с напряжением, таких как сложение, вычитание, умножение и т. д. Поэтому в этой схеме операционный усилитель LM358 сконфигурирован как компаратор. Согласно схеме, компаратор сравнивает два значения. Первый из них является падение напряжения через шунт, а другой представляет собой предопределенное напряжение (опорное напряжение), используя переменный резистор или потенциометр RV1. RV1 действует как делитель напряжения. Падение напряжения на шунтирующем резисторе определяется инвертирующим выводом компаратора и сравнивается с опорным напряжением, которое подключено к неинвертирующему выводу операционного усилителя.

В связи с этим, если считанное напряжение меньше, чем опорное напряжение, компаратор будет производить положительное напряжение на выходе, которое близко к напряжению питания VCC компаратора. Но, если считанное напряжение больше, чем опорное напряжение, компаратор будет выдавать отрицательное напряжение питания на выходе (отрицательное питание подключено через GND, поэтому 0 В в данном случае). Это напряжение достаточно для включения или выключения MOSFET.

Но когда высокая нагрузка будет отключена от источника питания, переходные изменения создадут линейную область характеристики компаратора, и это создаст петлю (гистерезис), в которой компаратор не сможет правильно включить или выключить нагрузку, и операционный усилитель станет нестабильным. Например, предположим, 1 А устанавливается с помощью потенциометра для перевода полевого транзистора в состояние ВЫКЛ. Поэтому переменный резистор настроен на выход 1 В. В ситуации, когда компаратор обнаруживает, что падение напряжения на шунтирующем резисторе составляет 1,01 В (это напряжение зависит от точности операционного усилителя или компаратора и других факторов), компаратор отключит нагрузку. Переходные изменения происходят, когда высокая нагрузка внезапно отключена от блока питания, и это кратковременное повышение опорного напряжения, которое заставляет его работать в линейной области.

Лучший способ для решения этой проблемы заключается в использовании стабильного питания через компаратор, где переходные изменения не влияют на входном напряжение компаратора и источник опорного напряжения. В этой схеме это выполняется с помощью линейного стабилизатора LM7809 и с использованием гистерезисного резистора R4, резистора на 100 кОм. LM7809 обеспечивает надлежащее напряжение на компараторе, так что переходные изменения на линии электропередачи не влияют на компаратор. Конденсатор C1 на 100 мкФ используется для фильтрации выходного напряжения.

Гистерезисный резистор R4 подает небольшую часть входного сигнала на выход операционного усилителя, который создает разрыв напряжения между низким порогом (0,99 В) и высоким порогом (1,01 В), когда компаратор изменяет свое состояние выхода. Компаратор не изменяет состояние немедленно, если достигается пороговая точка, вместо этого, чтобы изменить состояние с высокого на низкое, уровень измеряемого напряжения должен быть ниже, чем нижний порог (например, 0,97 В вместо 0,99 В). или чтобы изменить состояние с низкого на высокое, измеренное напряжение должно быть выше верхнего порога (1,03 вместо 1,01). Это повысит стабильность компаратора и уменьшит ложные срабатывания. Кроме этого резистора, R2 и R3 используются для управления затвором. R3 – резистор затвора полевого транзистора.

Схема собрана на макетной плате и протестирована с использованием настольного источника питания и переменной нагрузки постоянного тока.

Схема была протестировано, в результате испытаний выход успешно отключался при различных значениях, установленных переменным резистором.

Источник



Простые схемы электронных предохранителей для блоков питания.

Эффективные средства защиты источников питания от КЗ и перегрузки по току на
мощных полевых переключающих МОП-транзисторах.
Плавный пуск (Soft Start) — нужен ли он блоку питания с быстродействующей защитой.

На странице (ссылка на страницу) мы познакомились с несколькими простыми схемами электронных предохранителей, предназначенных для работы в составе блоков питания. Главное назначение этих устройств — защита как самих БП, так и подключаемых к ним узлов от короткого замыкания (КЗ) или превышения тока, которое может возникнуть в них в силу той или иной причины.

Основными преимуществами таких устройств защиты (по сравнению с плавкими предохранителями) являются возможность введения регулировки тока срабатывания и высокое быстродействие, позволяющее в большинстве случаев предотвратить выход из строя электронного оборудования.
Основной недостаток, как не странно, тот же самый — высокое быстродействие, приводящее к ложным срабатываниям в начальный момент включения источника питания при наличии в нагрузке значительной ёмкостной составляющей (например, могучих электролитов, часто являющихся обязательным атрибутом многих усилителей мощности).
Перемещение этих электролитов с выхода на вход электронного предохранителя во многих случаях приводит к положительному результату, однако, если мы хотим поиметь универсальный блок питания с возможностью работы с различными устройствами, в том числе и с электролитами на борту, приходится озадачиваться и таким прибамбасом, как плавный пуск (или Soft Start по буржуйски).

Давайте более подробно рассмотрим две, на мой взгляд, наиболее удачные схемы электронных предохранителей, бегло описанных на странице по ссылке.
Схема, приведённая на Рис.1, относится к устройствам с резистивным датчиком тока, позволяющим заранее произвести точный расчёт номиналов элементов, а также ввести плавную (посредством переменного резистора) или ступенчатую (посредством переключателя) регулировку тока срабатывания.

Рис.1 Схема электронного предохранителя для защиты от КЗ и перегрузки по току

На элементах Т1 и Т2 выполнен транзисторный аналог тиристора со стабильным напряжением срабатывания

0,6В. Ток срабатывания этого тиристора, а соответственно и всего предохранителя зависит от номинала резистора R4, который рассчитывается по формуле: R4 (Ом) ≈ 0,6/Iср (А) .
При желании ввести в электронный предохранитель плавную регулировку тока срабатывания, R4 следует заменить на цепочку из последовательно соединённых: постоянного резистора, рассчитанного на максимальный ток, и проволочного переменного номиналом, рассчитанным под минимальный ток срабатывания.
Суммарная мощность, рассеиваемая на этих резисторах при максимальном токе, равна Р(Вт) ≈ 0,6 * Iср (А) .

При включении блока питания и условии отсутствия в нагрузке недопустимых токов предохранитель автоматически устанавливается в рабочее (открытое) состояние. При превышении тока напряжение на R4 достигает уровня открывания Т1 и транзисторный эквивалент тиристора (Т1, Т2) срабатывает и притягивает уровень напряжения на затворе Т3 к напряжению на его истоке, что приводит к закрыванию полевика.
Для возврата электронного предохранителя в рабочее (открытое) состояние необходимо: либо выключить и снова включить источник питания, дождавшись, когда напряжение на его выходе упадёт до нуля, либо нажать кнопку сброса S1.

Если входное напряжение, подаваемое на предохранитель, не превышает 20В, то цепочку R1 D1 допустимо исключить, а нижний вывод R3 подключить к минусу.

Применение источника тока на полевом транзисторе Т4 обусловлено желанием обеспечить ток через светодиод Led1 (индикатор наличия выходного напряжения) на постоянном уровне, независимо от приложенного к предохранителю напряжения. Если электронный предохранитель предполагается использовать при фиксированном напряжении питания, то для простоты этот транзистор можно заменить резистором.

Посредством несложных манипуляций в приведённое выше устройство можно добавить функцию плавный пуск (Soft Start), позволяющую электронному предохранителю избегать ложных срабатываний в начальный момент включения источника питания при наличии в нагрузке электролитических конденсаторов значительной ёмкости. Рассмотрим получившуюся схему на Рис.2.

Рис.2 Электронный предохранителя для защиты от КЗ и перегрузки (положительная полярность)

В начальный момент включения источника питания конденсатор С3 замыкает цепь затвора полевого транзистора Т3 на его исток, заставляя его находиться в закрытом состоянии. По мере заряда конденсатора напряжение на нём (а соответственно и разница потенциалов между истоком и затвором) плавно растёт, что приводит к постепенному открыванию полевика. Длительность данного переходного процесса (от полного закрытия до полного открывания) составляет 15. 20 миллисекунд, чего вполне достаточно для значительного снижения стартовых токов заряда даже очень ёмких электролитов, расположенных в нагрузке.

Для того чтобы после срабатывания защиты вернуть предохранитель в рабочее состояние и сохранить функцию плавного пуска, необходимо не только сбросить транзисторный аналог тиристора, но и дождаться полного разряда конденсатора С3. В связи с этим кнопка сброса перенесена в цепь питания и выполняет функцию обесточивания всего устройства, а дополнительный резистор R7 ускоряет разряд С3 до комфортных 0,3. 0,4 секунд.

Диод D3 выполняет функцию устранения выбросов отрицательной полярности, возникающих на конденсаторе С3 при размыкании S1, а D2 — функцию отсечения этого конденсатора от цепи затвора при срабатывании защиты, что позволяет обойтись без потери быстродействия предохранителя. Диоды могут быть любыми с допустимыми напряжениями, превышающими величину напряжения питания.

Включение датчика тока и коммутирующего транзистора в цепь питания (в нашем случае — в положительную цепь), а не земляную шину позволяет с лёгкостью осуществить релизацию защитного устройства для двуполярных источников. Приведём схему предохранителя и для отрицательной шины двуполяного блока питания.

Рис.3 Электронный предохранителя для защиты от КЗ и перегрузки (отрицательная полярность)

Всем хороши эти устройства защиты с резистивными датчиками, особенно для цепей с умеренными токами (до 10А). Однако если возникает необходимость предохранять устройства, для которых рабочими являются токи в несколько десятков, а то и сотен ампер, то мощность, рассеиваемая на резистивном датчике, может оказаться чрезмерно высокой. Так, при максимальном токе в нагрузке равном 20А, на резисторе рассеется около 12Вт, а при токе 100А — 60Вт.
Уменьшать уровень срабатывания электронного предохранителя (скажем до 100мВ) посредством введения в схему чувствительного элемента ОУ или компаратора — не самая хорошая затея, ввиду того, что помехи, гуляющие по шинам земли и питания, в сильноточных цепях могут превышать эти пресловутые 100мВ. В таких ситуациях приходится искать другие решения.
Датчик магнитного поля — геркон и несколько сантиметров толстого провода могут стать выходом из положения в источниках питания с максимальными токами вплоть до десятков и сотен ампер.

Рис.4 Датчик тока на герконе

При прохождении тока через обмотку, намотанную поверх датчика (Рис.4), внутри неё возникает магнитное поле, которое приводит к замыканию контактов геркона.
Намотав обмотку из десяти (или любого другого количества) витков и измерив ток срабатывания геркона, можно масштабировать это значение на любой интересующий нас ток.
Так например, если геркон КЭМ-1 при десяти витках замыкается при токе через обмотку около 15А, то, намотав 2 витка, мы увеличим ток срабатывания в 5 раз, т. е. до 75 А, а перемещая геркон внутри катушки, сможем регулировать это ток в некоторых пределах вплоть до 85. 90 А.
К достоинствам герконов также можно отнести и относительно высокое быстродействие. Время срабатывания у них, как правило, не превышает 1. 2 миллисекунд.
Всё, что теперь остаётся — это нарисовать триггерную схему мощного транзисторного ключа, управляемого герконовым токовым датчиком.

Рис.5 Электронный предохранителя для защиты от КЗ и перегрузки с датчиком тока на герконе

Схема, приведённая на Рис.4, довольно универсальна и позволяет осуществлять защиту устройств от перегрузки в широком диапазоне входных напряжений (9. 80 вольт) без изменения номиналов элементов.
Устройство состоит из транзисторной защёлки, выполненной на элементах Т1 и Т2, и находится в устойчивом состоянии до момента подачи на базу транзистора Т2 короткого положительного или отрицательного импульса.
Для того, чтобы включить электронный предохранитель необходимо нажать на нефиксируемый включатель S1, подав на базу Т2 импульс положительной полярности.
Срабатывает защита от импульса отрицательной полярности, который формируют контакты геркона SF1.
Мощный P-канальный полевой транзистор Т1 следует выбирать с некоторым запасом, исходя из тока срабатывания электронного предохранителя. Если транзистор не удовлетворяет токовым и мощностным характеристикам — допустимо использовать параллельное включение нескольких полупроводников.
Цепочка D1 R6 защищает полевик от недопустимых уровней Uзи при входных напряжениях свыше 20В. Если предохранитель предполагается использовать с меньшими подаваемыми напряжениями, то эту цепочку вполне допустимо исключить.

Источник