Меню

Схема с фиксацией тока базы

Цепи питания, обеспечивающие режим работы транзистора по постоянному току

Цепи питания должны обеспечивать заданный режим работы транзистора по постоянному току. Для биполярного транзистора требуется обеспечить:

· напряжение база-эмиттер UБЭ ;

· напряжение коллектор-эмиттер UКЭ ;

· ток коллектора IК .

При этом не должно быть отклонений выше допускаемых от заданного режима под воздействием дестабилизирующих факторов – изменения температуры, разброса параметров, колебаний напряжения питания. Кроме того, требуется, чтобы было меньше схемных элементов, меньшее число источников питания, меньшее потребление мощности.

На рис. 4.17 показаны семейство выходных характеристик транзистора, линия нагрузки и рабочая точка А, выбранная в середине рабочей области характеристик. Под воздействием дестабилизирующих факторов рабочая точка будет перемещаться по линии нагрузки и может сместиться в точку А′ (мала крутизна, велико UК ) или в точку А′′ (большие нелинейные искажения). При небольших отклонениях рабочей точки от среднего положения А нежелательные эффекты отсутствуют.

Исходный режим задаётся либо током IБ (рис. 4.18,а), либо напряжением смещения UБЭ (рис. 4.18,б).

а) б)
Рис. 4.18. Установка режима работы транзистора: а – током IБ ; б – напряжением UБЭ

4.6.1. Фиксация тока базы IБ

Схема с фиксацией тока базы приведена на рис. 4.19,а.

а) б)
Рис. 4.19. Фиксация тока базы: а – схема; б – зависимость IК от температуры

Обратный ток коллектора IКБ0 и h21Э зависят от температуры:

IКБ0(t) = IКБ0(t)·2 ( t — t о)/10 ; (4.26)

Эта схема наиболее проста (всего один резистор RБ), но имеет существенный недостаток – зависимость IК от дестабилизирующих факторов. Зависимость IК от температуры показана на рис. 4.19,б.

4.6.2. Фиксация напряжения UБЭ

Схема с фиксацией UБЭ приведена на рис. 4.20. Требуемое смещение UБЭ = 0,6 В может быть получено от внешней батареи (рис. 4.20,а) или с помощью диода D1 в прямом включении (рис. 4.20,б). Эта схема также имеет недостаток – зависимость IК от дестабилизирующих факторов. Зависимость IК от температуры показана на рис.4.20,в.

а) б) в)
Рис. 4.20. Схема с фиксацией UБЭ : а – смещение от внешней батареи; б – смещение с помощью диода; в – зависимость IК от температуры

4.6.3. Стабилизация тока коллектора IК (коллекторная стабилизация)

Схема с коллекторной стабилизацией IК приведена на рис. 4.21. Эта схема автоматически стабилизирует IК при воздействии дестабилизирующих факторов – изменении температуры и разбросе параметров транзистора. Входное сопротивление схемы уменьшается в глубину ООС, что в ряде случаев может быть нежелательным. RБ – элемент параллельной отрицательной обратной (ООС) связи по напряжению.

Рис. 4.21. Схема с коллекторной стабилизацией IК

4.6.4. Стабилизация напряжения UБЭ (эмиттерная стабилизация)

Схема с эмиттерной стабилизацией UБЭ приведена на рис. 4.22. Эта схема автоматически стабилизирует UБЭи соответственно IК . Входное сопротивление схемы увеличивается в глубину ООС, что в большинстве случаев является желательным. RЭ – элемент последовательной ООС связи по напряжению.

Рис. 4.22. Схема с эмиттерной стабилизацией UБЭи IК

Резистор RЭ обеспечивает не только ООС по постоянному току, стабилизирующую режим работы каскада, но и создаёт нежелательную ООС по переменному току, уменьшающую усиление входного сигнала. Для исключения ООС по переменному току резистор RЭ шунтируется конденсатором СЭ .

Сопротивления делителя напряжения RБ1+RБ2 рассчитываются исходя из двух противоречивых соображений: с одной стороны, ток делителя IД должен быть существенно больше тока базы IБ , с другой стороны, ток IД должен быть малым, чтобы не уменьшать входное сопротивление каскада. Рекомендуется выбирать RБ1+RБ2 так, чтобы обеспечить IД ≈ 10 IБ .

4.6.5. Цепи питания полевых транзисторов

Отличие полевых транзисторов от биполярных – очень малый и нестабильный ток затвора IЗ , поэтому схемы питания с фиксацией или автоматическим регулированием IЗ не применяются. На рис. 4.23 приведены 2 схемы с истоковой стабилизацией UБЭ рабочей точки.

а) б)
Рис. 4.23. Схемы с истоковой стабилизацией: а – схема № 1; б – схема № 2

Схема № 1 (рис. 4.23,а) обеспечивает при положительном Е отрицательное смещение UЗИ:

Схема № 2 (рис. 4.23,б) обеспечивает при положительном Е как положительное, так и отрицательное смещение UЗИ:

Источник

Схема с фиксацией тока базы

Основы схемотехники

5. Основные схемы каскадов на биполярных и полевых транзисторах.

5.1. Общие сведения.

В настоящее время в усилительной технике наиболее хорошо используются биполярные (БТ) и полевые (ПТ) транзисторы. Для построения усилителей используются ИМС. При этом ИМС при определённых условиях можно рассматривать в целом как некоторый самостоятельный своеобразный усилительный элемент (прибор).

В цепях питания усилительных элементов (УЭ) обычно протекают переменные токи и постоянные составляющее токов. Режим работы УЭ при отсутствии сигнала на его входе называют режимом по постоянному току.

Рис. 5.1. Цепи питания электродов биполярного транзистора для схемы с общим эмиттером.

На рис. 5.1. показаны цепи питания БТ для случая, когда напряжение (ток) смещения (i Б0 ) создаётся отдельным источником питания Е СМ . Резистор R СМ в данной схеме является ограничивающим величину тока базы (смещения) i Б0 . В выходной электрод включен второй, основной источник питания Е П . С помощью резистора R К обеспечивается необходимый режим работы транзистора.

Для данной схемы напряжение коллектор-эмиттер U КЭ (U К0 ) будет равно:

U К0 = Е П – i К0 ·R К ;

в цепи эмиттера протекает сумма токов i Б0 и i К0 :

i Э0 = i Б0 + i К0 .

Ёмкость С Р является разделительной. Для расчета используют семейство статических характеристик, рис. 5.2:

Рис. 5.2. Семейство входных а) и выходных б) статических характеристик для схемы с общим эмитером

Р.Т. – рабочая точка.

Использовать два источника питания для маломощных каскадов усиления нерационально. Поэтому практические схемы обычно имеют один источник питания Е П , а смещение и стабилизацию обеспечивают с помощью специальных цепей, называемых цепями смещения и стабилизации. Для этой же цели разработаны специальные схемы, к рассмотрению которых мы перейдём.

5.2. Схема с эмиттерной стабилизацией.

Схема эмиттерной стабилизацией (ЭС) имеет три сопротивления: R’ Б , R» Б и R Э . индексы отражают названия электродов, к которым подключены эти сопротивления, рис. 5.3:

Рис. 5.3 Схема эмиттерной стабилизации, транзистор включен по схеме с ОЭ.

Элементы одного каскада условно отделены от другого пунктирными линиями. Нагрузкой каскада может быть аналогичный каскад; тогда вместо R H будем указывать R ВХ.СЛ – входное сопротивление следующего каскада.

Известно, что для БТ характерным является наличие заметного входного тока i ВХ.0 = i Б0 , как было отмечено выше через сопротивление R Э приходит сумма токов: i Э0 = i Б0 + i К0 . отпирающее напряжение смещения (между базой и эмиттером) U СМ = U Б0 должно быть положительным для транзистора n-p-n, а для транзистора p-n-p – отрицательным:

U Б0 = [U R»Б – U RЭ ] = i ДЕЛ ·R» Б – i Э0 ·R Э = [i ДЕЛ ·R» Б – (i K0 – i Б0 )]; (5.1)

Должно выполняться условие:

Здесь R’ Б и R» Б – делитель напряжения в цепи базы. Для БТ при расчетах иногда удобнее использовать вместо напряжения U Б0 , ток смещения i Б0 . Эти величины однозначно связаны входной характеристикой, рис. 5.2а.

Данная схема обеспечивает не только необходимое смещение для транзистора, но и стабилизирует положение РТ при действии дестабилизирующих факторов (температуры, нестабильности источника питания, старения элементов схемы, разброса параметров транзистора и др.). Например, при увеличении тока i К0 величина U Б0 уменьшается, в управлении (5.1) и наоборот. Это стабилизирует положение РТ и можно сказать является результатом введения ООС. Напряжение обратной связи создаётся на сопротивлении R Э :

U СВ = ∆i K0 · R Э . (5.2)

где ∆i K0 – изменение тока коллектора. С увеличением R Э возрастает U СВ и её глубина:

здесь – эквивалентное сопротивление делителя; h 21Э – статический коэффициент усиления по току БТ в схеме с общим эмиттером; R ВХ.Э – входное сопротивление транзистора в схеме с общим эмиттером. Из уравнения (5.2) видно, что с увеличение R Э возрастает U СВ и её глубина, уравнение (5.3). Напряжение ООС подаётся на вход транзистора через сопротивление делителя R’ Б и R» Б . Чем меньше эти сопротивления, тем эффективнее работает данная схема, тем лучше стабилизация режима. Однако выбирать очень малыми сопротивления в цепи базы нельзя, т.к. эти сопротивления шунтируют вход УЭ и уменьшают передаваемое на вход напряжение сигнала. Данная схема является одной из самых эффективных схем, используемых в радиоэлектронике.

5.3. Схема с фиксированным током базы (ФТБ).

Если в схеме с ЭС положить R Э = 0 и R» Б = ∞, то схема упрощается, рис. 5.4:

Рис. 5.4. – Схема с фиксированным током базы

Для этой схемы по закону Кирхгофа:

Е П = i Б0 ·R Б + U Б0 ;

Откуда видно, что ток смещения (ток базы i Б0 ) равен:

т.к. Е П > U Б0 . В этой схеме ток смещения практически не зависит от параметров транзистора.

5.4. Схема с фиксированным напряжением.

В этой схеме R Э = 0, рис.5.5:

Рис. 5.5 Схема с фиксированным напряжением смещения.

Транзистор включен по схеме с ОЭ.

Необходимое напряжение смещения в этой схеме обеспечивается с помощью делителя R’ Б и R» Б . Из рис. 5.5 следует:

Е П = i ДЕЛ ·R» Б + (i ДЕЛ + i Б0 )·R’ Б ;

Решая это уравнение относительно i ДЕЛ , получаем:

Тогда напряжение смещения U Б0 равно:

Учитывая, что i Б0 ·R’ Б П , в расчетах пользуются более простой формулой:

Заметим, что данная схема не обладает стабилизацией режима работы.

5.5. Схема с коллекторной стабилизацией.

В схеме с коллекторной стабилизацией в цепи эмиттера отсутствует сопротивление: R Э = 0, рис. 5.6, а вход схемы и выход соединяются сопротивлением R Б .

Рис. 5.6. Схема с коллекторной стабилизацией

Ток смещения в этой схеме равен:

и уменьшается при увеличении (изменение – в общем случае). В этом проявляется ООС; по способу снятия и введения это параллельная ООС. Глубина этой обратной связи равна:

Данная схема отличается простотой, обеспечивает стабилизацию режима до 30°С, но имеет существенный недостаток – вследствие ООС по переменному току через сопротивление R Б , малый коэффициент усиления. Для этого в цепи базы включают RC – фильтр, устраняющий ООС по переменному току.

Читайте также:  Что такое встроенный трансформатор тока

5.6. Особенности цепей питания и смещения в каскадах на полевых транзисторах.

В режимах усиления ПТ могут работать без входных токов и поэтому рассматриваются как приборы, управляемые напряжением: R УПР = R З затвора. Это является основным их отличаем от БТ. Такие условия работы обеспечиваются при подаче на входной электрод определённого по знаку напряжения смещения. Рабочая точка выбирается на наиболее крутом и линейном участке характеристики подачей противоположного (по сравнению E П и U 0 ) по знаку напряжения смещения. Обычная схема резистивных каскадов на ПТ аналогична схеме каскада на БТ, рис. 5.7.

Рис. 5.7. Схема резистивного каскада на ПТ

Элементом связи является резистор R С . Для получения нужного по знаку и величине смещения при использование ПТ с p-n переходом в цепь истока включается резистор R И , на котором постоянная составляющая выходного тока i С создаёт напряжение, равное необходимому смещению:

При этом резистор R З соединяет управляющий электрод (затвор) с общей для входа и выхода заземленной точкой. Небольшие токи утечки на этом резисторе не должны создавать заметного напряжения:

т.е. величина R З должна быть ограничена и указывается в справочнике для используемого ПТ. Током утечки i УТ для ПТ является обратный ток запертого p-n перехода затвор-канал. Резистор в цепи истока шунтируют большей ёмкостью С И .

В рассматриваемой схеме можно увеличить стабильность, если ввести ООС по постоянному току путём включения делителя в цепь затвора (пунктир, рис. 5.7) Для ПТ с изолированным затвором и встроенным каналом, работающих в режиме обеднения , схема цепей питания имеет вид, показанный на рис.5.7 (без R′ З ). При работе ПТ в режиме обогащения, а также для ПТ с индуцированным каналом могут быть использованы схемы, аналогичные БТ, рассмотренных выше.

5.7. Коэффициенты усиления и частотные искажения в резистивно-емкостных каскадах

5.7.1 Свойства, эквивалентная схема RC – каскадов.

Резистивно-емкостные каскады усиления обычно используются в схемах предварительных усилителей. Они обладают следующими достоинствами: простотой, малыми размерами и весом, хорошей АЧХ и переходной характеристикой. Для резисторных каскадов предварительного усиления пригодны любые маломощные усилительные элементы с высоким коэффициентом усиления, на рис. 5.8 показана схема двухкаскадного усилителя с резистивно-емкостной связью.

Рис. 5.8. Принципиальная схема двухкаскадного усилителя с резистивно-емкостной связью.

При расчете усилителей используют эквивалентные схемы соответствующих каскадов. Различают эквивалентные схемы для широкой полосы частот, для низких и высоких частот, для средних частот. На рис.5.9 показана эквивалентная схема резистивного каскада для широкой полосы частот, соответствующая схеме, заключенной между пунктирными линиями рис. 5.8.

Рис. 5.9 Эквивалентная схема резистивного каскада для широкой полосы частот на БТ

На рис. 5.9 обозначено: R ВЫХ.Э – выходное сопротивление транзистора; С ВЫХ – выходная ёмкость; R К – сопротивление в цепи коллектора; R Б′.СЛ и R Б″.СЛ – делитель в цепи базы следующего транзистора; С М – ёмкость монтажа (

5 пФ для печатного монтажа); r Б’Б. СЛ и r Б’Э. СЛ – сопротивление переходов следующего транзистора; С Б′Э.ДИН.СЛ – динамическая ёмкость эмиттерного перехода.

Аналогично можно представить в виде эквивалентной схемы для широкой полосы частот резистивный каскада на ПТ, схемы на рис. 5.7, указанном выше.

Рис. 5.10. Эквивалентная схема резистивного каскада для широкой полосы частот на ПТ.

На рис. 5.10 обозначено: R i – внутреннее сопротивление ПТ; С ВЫХ – выходная ёмкость УЭ; R С – сопротивление в цепи стока; R З.СЛ (R Н ) – сопротивление в цепи затвора (нагрузка) следующего каскада; С М – ёмкость монтажа; С ВХ.ДИН.СЛ – динамическая ёмкость Следующего УЭ (ёмкость нагрузки).

Представленные эквивалентные схемы можно существенно упростить, если объединить параллельно включенные резисторы и ёмкости, выполнив соответствующие преобразования. Параллельно включенные ёмкости С ВЫХ , С М и С ВЫ.ДИН.СЛ (С Н ) можно объединить в одну ёмкость С О :

С О = С ВЫХ + С М + С ВХ.ДИН.СЛ (С Н ).

Для БТ величиной r Б’Б. СЛ можно пренебречь, тогда:

С Б′Э.ДИН.СЛ >> С ВЫХ + С М .

и обычно С О ≈ С Б′Э.ДИН.СЛ . заметим, что влияние этой ёмкости проявляется в области ВЧ. Входная динамическая ёмкость содержит входную С ВХ и проходную емкости С ПР . Тогда

С ВХ.ДИН. = С ВХ + С ПР (1+К);

проходная емкость и С ПР связывает входную цепь с входной и через нее осуществляется местная параллельная ООС.

Влияние реактивных элементов на параметры каскада рассматривают обычно раздельно: элементы схем не влияющие на показатели каскада исключают из рассмотрения. Рассматривают области НЧ, ВЧ и средних частот.

5.7.2. Частотные искажения в области низких частот.

В области НЧ влияют:

  • Разделительные ёмкости С Р ;
  • Ёмкости в цепи эмиттера, истока: С Э , С И .
  • Ёмкости фильтров С Ф .

Выбором достаточно больших значений емкостей можно исключить их влияние, но при этом их габариты окажутся неприемлемыми. Эквивалентная схема резистивного каскада для области НЧ имеет вид:

Данная схема справедлива для каскадов на БТ и ПТ. В расчетах нужно иметь ввиду:

U ЭН = SU ВХ ·R ЭН

R ВХ.СЛ = R З.СЛ ; если используется делитель в цепи затвора следующего каскада, то:

U ЭН = SU ВХ ·R ЭН

Аналогичное рассмотрение можно провести для разделительной ёмкости на входе первого каскада:

R ВХ1 –входное сопротивление первого каскада.

Из эквивалентной схемы для области НЧ резистивного каскада видно, что С Р включено последовательно в цепь нагрузки. На низких частотах на этой емкость теряется часть выходного сигнала и как следствие, возникают частотные искажения. Для оценки частотных искажений используют отмеченные выше коэффициенты частотных искажений М НР и М НР.ВХ . При этом полагают, что U ЭН (U ИСТ ) = const. Согласно определению величина М НР равна

На средних частотах С Р не влияет, тогда:

На НЧ, с учетом заметного влияния С Р имеем:

где τ НР = СР·(R ЭН + R ВХ.СЛ ) – постоянная времени цепи. Подставляя найденные величины U ВЫХ.СР и U ВЫХ.НЧ в исходную формулу МНР, получаем после несложных преобразований:

или относимый коэффициент усиления Y:

Выражение Y является уравнением АЧХ резистивного каскада. В зависимости от величины τ НР можно получить различные зависимости Y=f( ω ), рис. 5.11:

Рис. 5.11. АЧХ резистивного каскада при различных постоянных времени τ НР .

Как видно из выражений М НР и Y частотные искажения и вид АЧХ в области НЧ в резистивном каскаде зависят от емкости С Р и сопротивления (R ЭН +R ВХ.СЛ ).

Фазочастотная характеристика (ФЧХ) резистивного каскада зависит также от величины τ НР . Можно получить, аналогично, уравнения ФЧХ [1];

Обычно при расчете резистивного каскада величина частотных искажений М НР бывает задана и требуется определить значение емкости С Р , при котором реализуются эти искажения:

Из этого выражения следует, что чем меньше М НР или ниже частота, тем больше должна быть С Р .

5.7.3. Влияние разделительной емкости на искажения импульсных сигналов.

При недостаточно большой С Р появляется спад плоской вершины импульсов. Этот вид искажений наиболее ярко проявляется для импульсов большой длительности. Переходной процесс в RC – цепочке определяется соотношением:

Эквивалентная схема каскада имеет вид показанный выше для области НЧ. При появление импульса С Р заряжается током заряда по закону экспоненты. Временные диаграммы показаны ниже:

Спад плоской вершины характеризуется величиной:

Если τ НР >> τ И , что часто выполняется, то:

Тогда искажения оцениваются в процентах:

Напомним, что τ И – длительность импульсного сигнала.

5.7.4. Частотные искажения в области высоких частот.

В области ВЧ помимо инерционности самих УЭ могут оказывать влияние монтажные емкости схемы и междуэлектродные емкости. Эквивалентная схема для области ВЧ получается исключением из общей эквивалентной схемы, рис. 5.9, конденсатора С Р и объединения параллельно включенных элементов:

Здесь С О = С ВЫХ + С М + С ВХ.ДИН.СЛ , а эквивалентное сопротивление равно:

– сопротивление нагрузки по переменному току.

На ВЧ емкость СО уменьшает выходное напряжение, т.е. ведёт к возникновению частотных искажений. Для определения величины частотных искажений используют коэффициент частотных искажений в области ВЧ:

где U ВЫХ.СР = Sd·U ВХ ·R ЭВ – выходное напряжение на средних частотах. На ВЧ выходное напряжение равно U ВЫХ.ВЧ = Sd∙U ВХ ·Z ЭВ . Здесь Z ЭВ эквивалентное сопротивление в области ВЧ:

τ B = C O R ЭВ – постоянная времени в области ВЧ. Тогда М В равно:

Относительный коэффициент усиления Y равен:

Вид АЧХ в области ВЧ в резистивном каскаде зависит от величины емкости C O и сопротивления R ЭВ . Из уравнения Y видно, что с увеличением С О или R ЭВ частотные искажения возрастают:

ФЧХ в области ВЧ, по аналогии с областью НЧ, может быть записана:

φ = arctg (– ωτ B ) = – arctg ωτ B .

Отрицательное значение фазового сдвига свидетельствует о том, что на ВЧ выходное напряжение отстаёт от входного.

5.7.5. Влияние емкости С О на искажения импульсных сигналов.

При импульсной форме сигнала на входе каскада, выходное напряжение устанавливается не сразу – растёт экспоненциально вследствие заряда С О :

Выходное напряжение зависит от времени:

Полагая в уравнение (5.4) t = t 1 , и t = t 2 можно получить:

Полученные формулы справедливы для каскадов выполненных на БТ и ПТ.

5.7.6. Область средних частот. Коэффициент усиления резистивно-емкостного каскада.

а) Биполярный транзистор

Исключив из полной эквивалентной схемы резистивного каскада элементы не влияющие на АЧХ в области средних частот С О и С Р получается следующая эквивалентная схема.

В этой схеме R ЭВ равно:

R ВХ.Э.СЛ = r Б′ Б.СЛ + r Б′ Э.СЛ – входное сопротивление транзистора следующего каскада.

По определению коэффициент усиления по напряжению:

величина выходного напряжения равна:

U ВЫХ = S·U ВХ ·R ЭВ = I ВЫХ.КЗ ·R ЭВ (5.5)

С учетом уравнения (5.5) коэффициент усиления равен:

Влияние R ВЫХ.Э на коэффициент усиления учитывается динамическим значением крутизны:

где – динамическая крутизна.

Видно Sd ВЫХ.Э >> R H

Коэффициент усиления по току каскадов на БТ равен для схемы с ОЭ:

В практических расчетах используют формулы (5.6) или (5.7) в зависимости от известных величин.

б) Полевой транзистор

Эквивалентная схема аналогична вышеприведенной для БТ. Однако, в расчетах следует учитывать, что R ЭВ равно:

Для каскадов на ПТ определяет только коэффициент усиления по напряжению:

Источник

Расчет усилителя с фиксированным током базы

Усилитель с фиксированным током базы является апериодическим (резистивным) широкополосным усилителем видеосигнала. Типовая принципиальная схема показана на рис. 4.1. Разделительные конденсаторы Ср1 и Ср2 предназначены для разделения путей протекания постоянных и переменных токов. При отсутствии этих конденсаторов или коротком замыкании в случае их пробоя постоянный ток от источника питания Ек протекает как через элементы выходной цепи предыдущего электронного каскада, так и элементы входной цепи последующего каскада, что приводит к нарушению режимов работы этих каскадов и всего электронного устройства в целом. Расчет значений этих конденсаторов производится из условия малости их сопротивлений по переменному току:

Рис. 4.1. Резистивный усилитель с фиксированным током базы

Резистор Rб обеспечивает необходимое смещение напряжения на базе транзистора относительно эмиттера за счет протекания тока базы Iб0 по пути

Резистор Rк обеспечивает необходимое напряжение между коллектором и эмиттером транзистора за счет протекания тока коллектора Iк0 по пути

Значения токов покоя Iэ0 , Iб0, Iк0 находится в процессе графо-аналитического расчета усилителя. Токи покоя – это постоянные токи, определяемые в отсутствии входного сигнала (напряжения). Они могут быть найдены расчетным путем и измерены экспериментально.

В основу расчета усилителя положен графо-аналитический метод. Этот метод предполагает, что для конкретного транзистора, включенного , в частности, по схеме с общим эмиттером, сняты экспериментально входные и выходные вольт-амперные характеристики.

Для транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером (ОЭ), входная характеристика – это зависимость тока базы от напряжения между базой и эмиттером при неизменном (фиксированном) напряжении между коллектором и эмиттером:

Фиксированные значения Uкэ принимают следующие: Uкэ = 0В, Uкэ = 5 В. Примерный вид семейства входных характеристик показан на рис. 4.2,а.

На рис. 4.2,в показано семейство выходных характеристик. Выходной характеристикой является зависимость тока коллектора от напряжения коллектор-эмиттер при фиксированном значении тока базы:

Для того, чтобы рассматриваемый усилитель работал в линейном режиме, необходимо правильно выбрать на входной характеристике точку покоя П, рис. 4.2,а. Точка покоя П выбирается на линейной части входной характеристики при Uкэ = 5, В. В дальнейшем положение точки покоя и значение напряжения Uкэ уточняется. Нижняя часть входной характеристики относительно точки покоя ограничивается переходом линейной части в квадратичную зависимость (точка 1). Следовательно, точка покоя определяется на входной характеристике амплитудой входного напряжения.

При Um2 > Um1 входное напряжение, изменяющееся относительно положения (точки) покоя, должно смещается вправо, а точка покоя П – вверх.

Рис. 4.2. Пояснение к графо-аналитическому методу расчета усилителя: а – семейство входных характеристик биполярного транзистора; б – изменение тока базы транзистора при входном гармоническом сигнале; в – семейство выходных характеристик транзистора и построенных на них линии динамической характеристики и изменение тока коллектора в динамическом режиме работы усилителя; г – входной гармонический сигнал (напряжение) при двух значениях амплитуды; д – выходной сигнал (напряжение)

Если при увеличении амплитуды входного напряжения точку покоя не смещать вправо, то условие линейности усилителя нарушается. При этом временная зависимость тока базы iб (t) и, следовательно, тока коллектора iк(t), и напряжения на выходе усилителя uвых(t) отличаются от формы входного напряжения (сигнала). На рис. 4.2,б показана зависимость iб (t) при двух входных напряжениях с разными амплитудами. При Um1 ток iб (t) изменяется по закону входного сигнала, при Um2 > Um1 форма тока iб (t) отличается от формы входного сигнала. В общем случае сигнал сообщения имеет сложную временную зависимость. Предположим, что этот сигнал периодический и удовлетворяет условиям представления его в виде спектра (1.22):

где U0вх – постоянная составляющая, которую разделительный конденсатор Ср1 не пропускает и ее не следует учитывать;

Umn – амплитуда n-ой гармоники;

– начальная фаза n-ой гармоники;

– низкая круговая частота;

Т – период входного сигнала.

Амплитудные значения гармоник Umn однозначно определяются коэффициентами ряда Фурье, которые, в свою очередь, вычисляются на основе известной функции uвх(t).

Таким образом, на основе выражения (1.22) следует определить гармонику с максимальной амплитудой и этот гармонический сигнал следует представлять на рис.4,г для нахождения положения точки покоя.

Вывод: если точка покоя на входной характеристике определена по амплитуде, соответствующей гармонике в спектре (1.22) с наибольшей амплитудой, то амплитудно-частотный спектр сигнала на выходе будет иметь вид:

где КU > 1 – коэффициент усиления по напряжению.

Выражение (4.1) утверждает, что в этом случае форма сигнала на выходе совпадает с формой сигнала на входе, то есть сигнал сообщения не искажается. Так как мощность сигнала с выхода усилителя в нагрузку пропорциональна квадрату напряжения:

где Rн – сопротивление нагрузки, то усилитель увеличивает энергию сигнала (мощность сигнала) да значения, при котором нормально работает следующий каскад электронного устройства.

Точку покоя на выходных характеристиках находим по ее координатам: Iб0, Uкэ0 = 5В. Для этого проводим вертикальную линию из точки Uкэ = 5В до пересечения с выходной характеристикой для Iб = Iб0. Из точки покоя опускаем перпендикуляр на ось токов и определяем Iк0 – ток коллектора в состояни покоя.

По найденным значениям Iб0, Iк0 производим расчеты Rб0 и Rк0 – соответственно:

Расчетные формулы (4.2) и (4.3) дают приближенные значения сопротивлений соответствующих резисторов, так называемое нулевое приближение, которое дает на практике весьма точные значения. Нулевое приближение не учитывает динамического режима работы усилителя, когда на его вход поступает изменяющийся во времени сигнал. Для момента времени t на входной характеристике будет точка, соответствующая значению входного напряжения uвх(t). При изменении времени эта точка перемещается по отрезку входной характеристики, ограниченной точками 1 и 2. Перемещающуюся во времени точку по характеристике называют рабочей точко й. Таким образом, во времени рабочая точка совершает перемещения относительно точки покоя П.

В динамическом режиме изменяется ток базы во времени (рис. 4.2,б), следовательно на выходных характеристиках рабочая точка будет совершать перемещения относительно точки покоя П.

След от движения рабочей точки на семействе выходных характеристик называют динамической характеристикой. Вид динамической характеристики устанавливается выражением

Эту линию можно построить по двум точкам:

Динамическая характеристика обязательно проходит через точку покоя.

Пусть на входе усилителя сигнал (напряжение) изменяется по гармоническому закону с амплитудой Um1 (рис. 4.2,г). Точки 1 и 2 на семействе выходных характеристик находятся как пересечение динамической характеристики с выходной характеристикой соответствующей току базы Iб1 и Iб2.

Опустим перпендикуляры из точек 2 и 1 на ось напряжений (точки и , рис.4.2,в). Если отрезок – делится проекцией точки покоя пополам, то на выходе имеет место сигнал той же формы, что и на входе, так как половинка этого отрезка есть амплитуда гармонического сигнала.

Если это условие не выполняется, то необходимо отрезок – поделить пополам. Восстановить перпендикуляр до пересечения с динамической характеристикой. Точка пересечения есть новая точка покоя с координатами ( , ). Для этой точки находим . На входной характеристике находим точку покоя и для нее . Подставляя , , , в соответствующие выражения (4.2) и (4.3), находим уточненные значения , . Подставляем в (4.4) и уточняем прохождение динамической характеристики. Получаем проекции точек – . Если отрезок – ’ проекцией точки покоя не делится пополам, повторяем аналогичные действия.

Описанный метод является методом последовательных приближений. Расчет заканчивается на том этапе приближения, когда ошибка в расчетах Rб Rк становится меньше заданной. Очевидно, что метод имеет строгий алгоритм действий, и расчет усилителей графо-аналитическим методом может быть автоматизирован. Для этого в компьютер необходимо ввести оцифрованные данные входных и выходных характеристик конкретного транзистора.

4.2. Расчет усилителя с фиксированным напряжением на базе и
эмиттерной стабилизацией

Основным недостатком усилителя с фиксированным током базы — большая зависимость коэффициента усиления от разброса параметров транзисторов одной серии. Этот разброс вызван различием концентрации примесных атомов. Следовательно, при замене в схеме транзистора на однотипный существенно изменяется коэффициент усиления по напряжению, току и мощности. Этот недостаток устраняется схемным решением: в радиоэлектронных устройствах часто вместо усилителя с фиксированным током базы применяют усилитель с фиксированным напряжением на базе и эмиттерной стабилизацией (рис. 4.3).

Рис. 4.3. Схема усилителя с фиксированным напряжением на базе и эмиттерной стабилизацией

В рассматриваемом усилителе делитель напряжения R1, R2 обеспечивает заданное напряжение Uбэ0, при этом ток делителя Iд >> Iб0, где (Uбэ0, Iб0) – координаты точки покоя на входной характеристике транзистора. Чем больше ток делителя, тем меньше зависимость коэффициента усиления от разброса параметров транзисторов одного типа и одной серии изготовления. Однако, увеличение Iд ведет к увеличению потерь мощности источника питания Ек на резисторах R1 и R2: Рпот = (R1 + R2)Iд 2 . При фиксированном напряжении Uбэ0 разброс значений токов базы транзисторов одной серии не превышает 25% от усредненного значения:

где – среднее статистическое значение тока базы для выборки транзисторов одной серии (n>20).

Следовательно, значение тока делителя можно выбрать из условия

где Iб0 – значение тока базы для выбранной точки покоя.

Методика выбора точки покоя аналогична ранее рассмотренной для усилителя с фиксированным током базы. После выбора положения точки покоя П на входной характеристике и положение ее на семействе выходных характеристик определяются значения следующих величин Iб0, Uбэ0, Iк0, Uкэ0.

Резистор Rэ обеспечивает температурную стабилизацию точки покоя по постоянному току. Пусть, например, температура окружающей среды повышается. Это приведет к увеличению тока коллектора Iк за счет температурной генерации носителей зарядов. Увеличение Iк ведет к увеличению падения напряжения на резисторе Rэ. Следовательно, потенциал эмиттера увеличивается по отношению к потенциалу на базе, то есть напряжение Uбэ уменьшается, и эмиттерный p-n переход призакрывается, что ведет к уменьшению Iк ровно на столько, на сколько этот ток возрос по причине увеличения температуры. Сделанное утверждение справедливо, если участок входной характеристики, ограниченный точками 1 – 2, линейный, то есть усилитель работает в линейном режиме. При уменьшении температуры окружающей среды Iк уменьшается и напряжение Uбэ увеличивается, что приводит к увеличению тока Iк ровно на величину его уменьшения. Так как компенсации Iк происходят с пренебрежительно малой задержкой во времени, то при изменении температуры точка покоя не изменяет своего положения. Чем больше значение Rэ, тем чувствительней температурная стабилизация. Однако, увеличение Rэ ведет к увеличению тепловых потерь RэIэ 2 и перераспределению напряжений по цепи протекания тока коллектора: + Ек →Rк → К → Э → Rэ → – Ек. Температурная стабилизация будет достаточной, если URЭ 0,05Ек.

Конденсатор Сэ устраняет отрицательную обратную связь по переменному напряжению, которая приводит к резкому уменьшению коэффициента усиления: КU = Uвых/Uвх, где Uвых, Uвх – действующие значения переменных во времени напряжений на выходе и входе соответственно. При включении конденсатора Сэ параллельно резистору Rэ переменная составляющая тока большей частью протекает через конденсатор Сэ. Значение емкости конденсатора Сэ рассчитывается из условия Rэ >> ХСэ, где ХСэ – сопротивление конденсатора переменному току. Из этого условия вытекает следующее выражение для расчета Сэ:

где 1/М – число, пропорциональное доли переменного тока, протекающей через резистор Rэ;

f – частота входного гармонического сигнала.

Значение М лежит в интервале от 100 до 200.

Резистор Rк предназначен для обеспечения напряжения Uкэ. На нулевом этапе расчета усилителя, когда произведен выбор положения точки покоя, Uкэ = Uкэ0. Из второго закона Кирхгофа

находится значение Rк0.

Из выражения (4.8) следует

Выражение (4.9) является нагрузочной линией, которая строиться на семействе выходных характеристик транзистора. На этой линии так же, как и для ранее рассмотренного усилителя с фиксированным током базы, находятся точки 1 и 2 и их проекции и . Если проекция точки покоя не делит отрезок – пополам, то делается следующий шаг приближения (см. расчет усилителя с фиксированным током базы). При этом уточняются значения Iб, Uбэ, Iк, Uкэ, Rк. После завершения уточнений положения точки покоя на входной и семействе выходных характеристик производится расчет Rк по формуле:

Для расчета резистора R1 составляется уравнение по второму закону Кирхгофа для контура + Ек →R1 → Б → Э → Rэ → – Ек. Для этого контура составляется второе уравнение Кирхгофа:

из которого находим

Для расчета резистора R2 необходимо рассмотреть следующий контур: Rэ → Э → Б → R2. обход контура выберем по часовой стрелке и учтем, что ток через резистор R2 протекает навстречу направленного обхода.

Уравнение Кирхгофа имеет вид

Разделительный конденсатор Ср1 рассчитывается из условия

где f = 5…10 Гц.

Разделительный конденсатор Ср2 рассчитывается из условия

где f = 5…10Гц.

Условия (4.14) и (4.15) означают, что по переменной составляющей сопротивления разделительных конденсаторов примерно в 100 раз меньше соответствующих сопротивлений: R2 и RК.

Дата добавления: 2015-06-22 ; просмотров: 2483 ; ЗАКАЗАТЬ НАПИСАНИЕ РАБОТЫ

Источник



Схема каскада с фиксированным током базы

В схеме с общим эмиттером напряжение источника сигнала подается на базу, а усиленное напряжение снимается с коллектора. Для того, чтобы правильно задать рабочую точку транзистора (обеспечить режим работы транзистора) на базу необходимо подать начальный ток iб0. Для питания цепей коллектора и базы можно использовать разные источники питания, но это экономически нецелесообразно, поэтому режим транзистора по постоянному току задают от одного источника питания.

В простейшем случае ток на базе транзистора можно задать при помощи резистора. Такой вариант задания рабочего режима транзистора называется схемой с фиксированным током базы. Она применяется только в усилителях класса A. Схема включения транзистора с общим эмиттером с фиксированным током базы приведена на рисунке 1.

Рисунок 1 Схема усилителя с фиксированным током базы

Расчет каскада всегда начинается с выхода схемы. Сначала задаются током коллектора транзистора, обычно . Чем меньше его значение, тем экономичней будет усилительный каскад и схема радиоэлектронного устройства в целом. Однако максимум усиления маломощного транзистора бывает обычно при значении коллекторного тока [3], поэтому задаются меньше этого значения, но стараются не сильно удаляться от него, чтобы не потерять усиление по мощности.

На схеме, приведенной на рисунке 1, ток задается резистором R1, а резистор R2 задает половину питания на коллекторе транзистора VT1. Выбор напряжения на коллекторе, равным половине питания усилительного каскада, связан с нелинейными искажениями на выходе схемы. При выборе напряжения больше половины питания, синусоидальное напряжение на выходе каскада будет обрезаться сверху. Это приведет к уменьшению максимального допустимого напряжения усилителя. При выборе коллекторного напряжения меньше половины питания, синусоидальное напряжение будет обрезаться снизу, что тоже приведет к снижению максимального допустимого напряжения сигнала на выходе каскада. Оптимальным является напряжение, равное половине питания схемы. При постепенном увеличении входного напряжения сигнала, синусоидальное напряжение сигнала на выходе будет одновременно ограничиваться сверху и снизу. Уровень допустимого напряжения сигнала усилительного каскада при этом будет максимальным.

Теперь можно определить значение номинала сопротивления резистора R2. Для этого воспользуемся законом Ома. Падение напряжения на резисторе R2 определим из закона Киргофа. По нему напряжение питания схемы равно сумме падений напряжения на транзисторе и резисторе R2:

Отсюда можно выразить падение напряжения на резисторе R2:

и далее по закону Ома находим сопротивление в цепи коллектора R2:

При напряжении питания 5 В и токе коллектора 2,5 мА напряжение Uкэ выбирают равным половине питания 2,5 В и сопротивление резистора R2 получится равным 1 кОм.

Аналогичным образом можно определить сопротивление в цепи базы транзистора — R1. Для этого сначала через h21э определим ток базы:

откуда определим ток базы:

И тогда сопротивление в цепи базы R1 будет равно:

Обратите внимание, что схема питания транзистора с фиксированным током базы может быть применена в любой из схем включения транзистора: с общим эмиттером, с общей базой или с общим коллектором.

В схеме с общим эмиттером входной сигнал подается на базу транзистора, как это показано на рисунке 2.

Рисунок 2 Схема с фиксированным током базы в каскаде с общим эмиттером

В высокочастотных усилителях (усилителях радиочастоты) возможен вариант, где в качестве нагрузки транзисторного каскада служит дроссель. В этом случае рассчитывать резистор R2 не нужно и схема питания транзистора с фиксированным током базы приобретает вид, показанный на рисунке 3.

Рисунок 3 Схема с фиксированным током базы в каскаде с общим эмиттером

В высокочастотных усилителях часто для преобразования входного и выходного сопротивления транзистора к стандартному значению 50 Ом используются фильтры низкой частоты с различными входным и выходным сопротивлениями. Подобный вариант усилителя с фиксированным током базы в каскаде с общим эмиттером приведен на рисунке 4.

Рисунок 4 Схема с фиксированным током базы в каскаде с общим эмиттером

При этом часть емкости входного фильтра-трансформатора сопротивления вместе с конденсатором C2 образует входная емкость транзистора. Аналогично, выходная емкость транзистора вместе с конденсатором C4 образует емкость выходной согласующей цепи. В усилителях гигагерцового диапазона вместо сосредоточенных индуктивностей и емкостей в составе согласующих устройств применяются отрезки полосковых линий.

В схеме с общей базой входной сигнал подается на эмиттер транзистора. Каскад усилителя с общей базой, реализованный по схеме питания транзистора с фиксированным током базы приведен на рисунке 5.

Рисунок 5 Схема с фиксированным током базы в каскаде с общей базой

Как легко можно увидеть, это схема питания транзистора, приведенная на рисунке 1, в которой входной сигнал подан между базой и эмиттером. Выходное напряжение снимается с резистора R2. Усилители с общей базой применяются в основном на высоких частотах, поэтому вместо резистора R2 удобнее применять дроссель, как это делалось в схеме на рисунке 3. Схема подобного усилителя приведена на рисунке 6.

Рисунок 6 Схема с фиксированным током базы в каскаде с общей базой

В схеме с общим коллектором сигнал подается на базу транзистора, но в отличие от схемы с общим эмиттером выходной сигнал снимается с коллектора транзистора. Это решение позволяет получать минимальное выходное сопротивление усилителя, поэтому чаще всего используется в качестве буферного усилителя для развязки выхода одной схемы от входа другой. Пример схемы с фиксированным током базы для транзистора, включенного с общим коллектором, приведен на рисунке 7.

Рисунок 7 Схема с фиксированным током базы в каскаде с общим коллектором

В качестве недостатка схемы питания транзистора с фиксированным током базы следует отметить нестабильность параметров. Коэффициент усиления транзистора по току может сильно меняться от экземпляра к экземпляру, изменяться от температуры или с течением времени (старение элементов схемы). Обычный разброс коэффициента усиления по току составляет (транзистор КТ315Б), а с учетом влияния температуры — . Отношение максимального значения к минимальному составляет почти 20 раз! Во столько же раз будет меняться и ток потребления. В схемах, приведенных на рисунках 2 и 5 это приведет к полной потере работоспособности, в остальных случаях приводит к изменению коэффициента усиления и перегреву транзисторов.

Для устранения указанных недостатков были разработаны специальные схемы стабилизации рабочего режима транзистора: коллекторная стабилизация и эмиттерная стабилизация режима работы транзистора. В современных микросхемах применяются дифференциальные каскады.

Дата последнего обновления файла 18.07.2018

Источник